사전 증폭 단계의 특징. 앰프가 포함된 수제 양방향 스피커 구성 필터가 포함된 예비 단계

사전 증폭 단계. 50-200mV의 출력 전압을 개발하는 데 사용되는 일반적인 신호 소스입니다. 고품질 앰프는 이 전압을 지향했습니다. 수정 회로는 이전에 입력 소켓과 첫 번째 램프의 그리드 사이에 위치했으며, 이 경우 가장 민감한 입력에서 신호가 최소한 절반(6dB) 감쇠되었습니다. 미세 보상된 볼륨 제어에서 최소 신호 감쇠는 6dB입니다. ±20dB 제어 기능을 제공하는 톤 컨트롤은 일반적으로 신호를 30-40dB 더 감쇠시킵니다. 입력 회로에 음극 팔로워가 있으면 신호 손실이 3-6dB 더 증가합니다. 따라서 총 신호 감쇠는 45-58dB였습니다. 최종 단계 램프 그리드의 신호 전압은 평균 10-20V입니다. 이 값과 입력 신호 전압의 비율은 10/0.05 = 200(46dB)입니다. 따라서 신호 감쇠와 최종 단계 램프의 그리드에 필요한 전압을 고려한 예비 단계의 증폭은 이전에는 90-100dB 정도였어야 합니다. 즉, 예비단의 이득은 대략 100,000 정도가 되어야 하는데, 이는 저주파 증폭기로서는 상당히 중요한 값이다. 각 증폭기 스테이지의 전압 이득이 약 10이면 당연히 스테이지 수는 5와 같아야 합니다. 각 스테이지의 이득이 약 100이면 총 스테이지 수는 3과 같습니다( 약간의 마진). 거의 모든 최신 저주파 진공관 3극관은 스테이지당 10의 게인을 제공하고 좋은 저주파 5극관의 경우에도 스테이지당 100의 게인이 한계이기 때문에 진공관 앰프의 경우 프리앰프의 수는 증폭 단계는 3~5단계여야 합니다.

캐스케이드를 몇 개나 만들어야 합니까? 3개 또는 5개? 물론 첫 번째 대답은 "3"이다. 그러나 서두를 필요는 없습니다. 3개의 캐스케이드 - 이는 캐스케이드의 최소 게인이 10000의 세 번째 루트와 같음을 의미합니다. 이는 램프의 μ가 아니라 캐스케이드의 게인이며 램프 μ의 50%를 거의 초과하지 않습니다. 따라서 삼극관은 더 이상 필요하지 않습니다. 이는 5극관에 3개의 캐스케이드가 있거나 극단적인 경우 5극관에 2개, 3극관에 1개가 있음을 의미합니다. 이득 마진이 없는 후자의 회로는 회로에서 네거티브 피드백의 사용을 허용하지 않습니다. 네거티브 피드백 없이는 비선형 왜곡 계수를 줄이고 주파수 범위를 필요한 값으로 확장하는 것이 불가능하기 때문에 실제로 Hi-Fi 증폭기에는 부적합합니다. 5극관의 3단은 부정적인 피드백을 도입할 수 있지만 첫 번째 입력단도 5극관에 조립되며 이 경우 경험에서 알 수 있듯이 마이크 효과와 배경이 완전히 없는 것은 거의 불가능합니다. 60dB 이하 수준. 다른 극단인 3극관의 5단은 최악의 진공관에서도 항상 필요한 게인을 제공하지만 평균 게인이 약 20-50인 진공관을 사용하면 4개의 3극관을 사용하여 충분한 여유를 두고 필요한 게인을 쉽게 얻을 수 있습니다( 즉, 두 개의 이중 램프에 있음). 이 계획이 가장 일반적입니다. 사실, 많은 외국 회사에서는 자체 소음 수준이 낮고 마이크 효과(EF-184, EF-804 등)가 발생하지 않는 입력단용으로 특별히 설계된 5극관을 생산합니다. 이러한 5극관과 ECC-83 유형의 μ(90-120)가 큰 후속 3극관을 사용하면 5극관-3극관-3극관 시스템을 사용하여 3단에서 필요한 이득을 얻을 수 있지만 먼저 이러한 시스템에는 다음이 필요합니다. 특수 램프 사용, 둘째, 매우 고품질의 변압기 강철, 고감도 엔드 램프 등 따라서 이 방식은 적합하지 않습니다.

메모. 21세기에는 상황이 크게 바뀌었다. 요즘에는 물리적 아날로그 프리앰프 스테이지를 사용하는 사람이 없습니다. 신호 전처리는 고품질 DAC에 신뢰됩니다. 입력 신호는 1-2V에서 정상으로 간주됩니다. 따라서 튜브 터미널의 경우 20~50배의 증폭이면 충분합니다. 그리고 이 작업은 프리앰프 단계에서 하나의 진공관에 의해 처리됩니다. 예를 들어, 베이스 리플렉스의 기능을 결합한 이중 삼극관입니다. 그렇기 때문에 수많은 연속 폭포에서 발생한 모든 쓰레기가 먼 과거에 남아 있습니다. 예브게니 보르트니크.

베이스 반사.각 암이 증폭기이기도 한 회로에 따라 위상 인버터를 조립하는 경우(예: 그림 1의 회로에 따라) 경로의 전체 이득에서 이 암의 이득이 고려됩니다. 인버터의 두 번째 암은 푸시풀 최종 단계의 두 번째 암에 대한 매칭일 뿐이며 일반 증폭 경로의 일부가 아니기 때문에 한 암의 이득만 고려해야 한다는 점을 상기시켜 드립니다.

위상 인버터가 대칭 캐소드 팔로워 회로(그림 2)에 따라 조립되면 이득은 항상 1보다 작으므로 이러한 스테이지는 증폭 스테이지일 뿐만 아니라 총 이득의 추가 증가가 필요합니다. 4-6dB 정도.

트랜지스터 증폭기의 이득을 선택하는 방법은 정확히 동일합니다. 이제 특히 프리앰프 단계 자체의 회로에 대해 설명합니다. 이는 회로 기능이 없는 가장 간단한 저항 증폭기입니다. 3극관과 5극관 모두 모든 단계에 일반적으로 양극(집전체) 부하가 더 높은 주파수로 대역폭을 확장하기 위한 최적 계산 값에 비해 2~5배 감소하고 0.1~0.25μF 전이 커패시터 및 저주파에서 주파수 응답 롤오프를 줄이기 위한 최대 1-1.5 MΩ 그리드 누설 저항기, 주파수 응답 제어 장치가 조립되는 단계를 제외한 모든 단계에서 음의 전류 피드백 사용. 증폭 요소 자체에 관해서는 최근 몇 년 동안 뛰어난 매개변수를 갖춘 다양한 새로운 유형의 램프와 트랜지스터가 등장했습니다. 따라서 저전력 램프의 S 값은 일반적인 값인 3~10mA/V에 비해 30~50mA/V가 되었고, 따라서 램프의 감도가 급격히 증가했습니다. 계산에 따르면 이론적으로 이러한 램프를 사용하면 두 단계에서도 모든 사전 증폭을 얻을 수 있습니다. 그러나 아마추어에게 그러한 램프를 성급하게 선택하지 않도록 경고하는 것이 유용할 것입니다. 여기서 요점은 보수주의가 아니라 제어 그리드와 음극 사이의 간격이 급격히 감소하여 램프의 기울기가 증가하여 램프가 생성되는 경향이 크게 증가한다는 사실입니다. 열 전류와 그에 따른 엄청난 비선형 왜곡. 또한 그러한 램프의 높은 비용과 낮은 내구성도 중요합니다. 수년간의 실습을 통해 입증된 6N1P, 6N2P, 6NZP, 6N23P, 6N24P, 6Zh1P, 6Zh5P와 같은 진공관은 가장 현대적인 최고의 앰프의 예비 단계에도 매우 적합하다고 주장할 수 있습니다. 예를 들어, 아래에는 정상 모드의 램프에 있는 CPU의 여러 회로가 나와 있습니다.

그림 3에서. 진공관 프리앰프 단계가 표시됩니다. a - 단간 내부 피드백을 갖춘 2단 증폭기; b - 보호 그리드 회로에서 피드백을 선형화하는 캐스케이드.

최종 및 최종 전 단계 – 전력 증폭기.공식적으로, 사전 터미널 캐스케이드(영어 단어 드라이브 - 흥분, 설정, 스윙의 드라이버)는 전압 증폭기, 즉 예비 캐스케이드로 분류되지만 강조하기 위해 이전 단락이 아닌 이 단락에서 논의됩니다. 작업의 성격과 사용 모드 측면에서 드라이버는 최종 앰프에 훨씬 더 가깝습니다. 전력 증폭기. Hi-Fi 증폭기는 15-50W 정도의 상당한 출력 전력을 특징으로 합니다. 이는 눈에 띄는 비선형 왜곡 없이 최종 단계를 자극(구동)하려면 최대 25-35V의 전압에서 이미 1-5W 정도의 전력이 필요하다는 것을 의미합니다. 비선형 왜곡을 줄이면 기존의 저전력 삼극관이 강력한 단자 램프의 여기를 제공할 수 없다는 것이 분명해집니다. 따라서 마지막 전압 증폭 단계에서는 고출력 램프를 사용하는 것이 논리적이고 타당합니다. 이론적으로는 애노드 전압 활용 계수 ξ의 가장 높은 값을 얻기 위해 모든 경우에 변압기 또는 초크에서 사전 단자 캐스케이드를 만드는 것이 더 정확할 수 있지만 이것이 그렇게 해서는 안 되는 몇 가지 이유가 있습니다. 완료. 변압기 캐스케이드는 항상 눈에 띄는 주파수 왜곡을 일으키고, 1-2W 이상의 전력에서는 눈에 띄는 비선형 왜곡을 발생시킵니다. 또한 변압기는 제조가 상대적으로 비싸고 복잡하며 노동 집약적이며 무겁고 부피가 크며 자기 간섭에 민감하고 동시에 다른 증폭기 회로(주로 입력 회로)에 대한 오디오 주파수 간섭의 원인이 됩니다.

동시에 라디오 아마추어는 이제 중전력, 광대역 및 경제적인 램프를 자유롭게 사용할 수 있으므로 활성 부하 저항에서 약 2-4W의 왜곡되지 않은 전력을 쉽게 얻을 수 있습니다. 여기에는 주로 6P15P, 6E5P, 6F3P, 6F4P, 6F5P, 6Zh5P, 6Zh9P 등의 램프가 포함됩니다. 그러나 이 문제는 더 신중하게 접근해야 합니다. 어떤 경우에는 조정이 더 간단하다는 이유로 변압기 연결을 사용하는 것이 좋습니다. 프리앰프 회로는 아래와 같습니다.

최대 10-12W 전력의 최종 저주파 캐스케이드의 경우 라디오 아마추어는 대부분의 경우 6P14P 유형 램프를 사용합니다. 이는 부분적으로 지정된 전력을 매우 쉽게 제공하기 때문입니다. 또한 안타깝게도 이 목적에 적합한 다른 램프는 없습니다. 6P3S (6L6)와 같은 아주 좋은 램프이지만 구식입니다. 요즘에는권장할 수 없으며 업계에서는 독일 EL-34와 같이 ULF 최종 단계용으로 더 강력한 특수 램프를 생산하지 않습니다. [이상한 결론은 아무 이유 없이 1980-90년에는 6P3S의 사용을 권장할 수 없다는 것입니다! 소비에트 대의원의 순수한 자원주의. 예를 들어 21세기에는 진공관 증폭기를 설계하는 데 6P3S 램프가 강력하게 권장될 수 있습니다. 잘 보존된 표본을 찾는 것이 중요합니다. E.B.] 사람들은 종종 모드를 강제하여 동일한 6P14P 진공관에서 더 많은 전력을 얻으려고 시도하지만 이 경로는 앰프의 신뢰성이 급격히 저하되고 그리드 열 전류가 나타날 때 비선형 왜곡이 증가하기 때문에 완전히 용납될 수 없습니다.

위의 사항을 고려하여 라디오 아마추어는 10와트를 초과하지 않는 전력에서만 푸시풀 회로에 6P14P 램프를 사용하는 것이 좋습니다. ['안 좋은 게 없으니까 너 하던 대로 해라' 식의 놀랍도록 무의미한 권유. 저자는 멋진 권위자인 것 같지만 말도 안 되는 글을 쓴다. E.B.] 출력 전력이 더 높을수록 클래식 푸시 풀 및 초 선형 회로 모두에서 6P31S, 6P36S, 6P20S, GU-50, 6N13S (6N5S)와 같은 분명히 "저주파"가 아닌 램프로 전환해야합니다. 그리고 푸시-풀-병렬이라고도 불리는 무선 아마추어 회로에 덜 친숙한 브리지 회로에서 사용됩니다. 이 램프 중 처음 3개는 수평 주사 텔레비전의 최종 캐스케이드에 사용하도록 고안되었으며 양극 전압이 500-750V인 GU-50 발전기 램프(및 다음과 같은 두 개의 램프)에서 최대 25W의 전력을 추출할 수 있습니다. 여권에는 Ua.work = 1000V)가 있으며 푸시풀 회로에서 40-60W의 전력을 쉽게 전달합니다. 전자 전압 안정기 회로의 제어 램프로 특별히 설계된 이중 삼극관 6N13S는 내부 저항이 매우 낮고 양극 전압이 상대적으로 낮기 때문에 한 번에 최소 15W(실린더당)의 전력을 얻을 수 있습니다. 기존 푸시풀 회로와 스위치를 켰을 때 기존 푸시풀 및 브리지 회로의 병렬 연결된 각 암 삼극관 2개(실린더 2개)는 최대 25W의 출력 전력을 제공합니다. 나열된 램프를 사용하여 라디오 아마추어는 창의적인 활동을 위한 다양한 선택을 할 수 있습니다.

[막연한 의식상태에서 또 하나의 추천. 왜 트윈이나 트리플 램프가 창작 활동에 적합하지 않은지 궁금합니다. 어쩌면 저자는 무선 요소의 병렬 연결 규칙을 모르고 있습니까? 즉, 고품질 복사본을 선택하는 병렬 연결은 적절한 특성을 지닌 매우 강력한 앰프에 대한 많은 중간 옵션을 제공합니다. 6P14P보다 강력하지는 않지만 특성이 훨씬 나쁜 6P31S 램프의 권장 사항을 읽는 것은 이상합니다. 그리고 6N13C 램프 사용에 대한 빠른 권장 사항을 보는 것도 실망스럽습니다(병렬). 6N13C 램프는 희귀한 구아노이기 때문에 저자는 연습을 전혀 인식하지 못하기 때문에 경박함을 놀랍게 보여줍니다. 절반의 특성 확산 범위는 100% 이상입니다. 병렬 연결을 위해 정확하게 선택하는 것은 거의 불가능하므로 증폭기는 절반 중 하나를 과열하지 않고는 부하에 상당한 전력을 전달할 수 없으며 활용률은 40-50%를 초과할 가능성이 없습니다. 그리고 레벨링 바디 키트가 없는 6N13S용 단순 병렬 회로는 적합하지 않습니다. 그리고 6P13S, 6P44S, 6P45S, G807과 같은 권장 램프와는 달리 다른 우수한 램프가 많이 있기 때문에 램프에 대한 논의는 감동적입니다. 극단적인 경우에는 6P3S 램프가 적합합니다. E.B.]

그림 5. 저주파 ULF 경로의 강력한 최종 단계. a - 초선형 스위칭의 6P36S 램프; b - 푸시-풀 병렬 회로의 GU-50 램프; c - 고정 바이어스 밸런싱 기능이 있는 6N13S 램프

모든 회로는 저주파로 간주되었으므로 제한된 대역폭(5~8kHz 이하)을 위해 설계되었으므로 출력 변압기, 초크 및 자동 변압기에 대해서는 언급된 바가 없습니다. 이들 모두는 0.35mm 두께의 단순한 변압기 강철로 만들어진 W자형 또는 스트립 코어에 조립된 가장 일반적인 것입니다. 1차 권선의 개별 절반에 대한 높은 대칭성을 제외하고는 프레임 설계 및 권선에 대한 요구 사항이 증가하지 않습니다. 이 요구 사항은 터미널 램프 스위칭을 위한 초선형 회로에 특히 중요합니다. 1차 권선의 누설 인덕턴스와 커패시턴스 값은 중요하지 않습니다. 전력이 10W를 초과하는 2차 권선은 활성 손실을 줄이기 위해 가능한 한 두꺼운 와이어로 감아야 합니다. 최종 단계에 가장 적합한 작동 모드를 선택하려면 여러 번 탭하는 것이 좋습니다. 이 문제는 다음 단락에서 더 자세히 논의됩니다. 2채널 Hi-Fi 증폭기의 고주파 최종 단계는 저주파 최종 단계와 크게 다르므로 이에 대한 권장 사항도 다릅니다. 우선, 이것은 램프 유형에 적용됩니다. [ 놀라운 추론. 저자는 LF와 HF에 대한 자신만의 분류를 고안했습니다. 진공관에 대한 섹션을 읽은 완전한 아마추어에게도 우선 발명된 주파수 분할은 진공관과 전혀 관련이 없으며 그 범위는 수백 메가헤르츠에 이른다는 것이 분명합니다. 6P14P 램프는 보라색이며 주파수 신호는 0.1kHz, 1kHz, 5kHz, 8kHz, 16kHz 또는 32kHz로 증폭되어야 합니다. 그러나 정합 변압기에 관해서는 이 질문이 이미 관련되어 있습니다. 하지만 여기서도 걱정할 필요는 없습니다. 왜냐하면... 최대 18-20kHz까지는 일반 변압기가 적합하므로 아무것도 감을 필요가 없습니다. 그리고 20kHz 이상의 주파수에서는 페라이트로 전환해야 합니다. 저자는 주파수 응답을 향상시키기 위해 권선을 분할하는 것에 대해 아무 것도 들어본 적이 없는 것으로 보이며, 2차 권선에 두꺼운 와이어를 권장합니다. 그리고 ACTIVE LOSSES의 개념은 완전 헛소리입니다. 왜냐하면 수동적 손실도 없고 반응적 손실도 없기 때문입니다. E.B.]

최고급 앰프에서도 고주파 채널의 전력은 10-12W 범위이므로 가장 적합한 램프는 6P14P 및 6N13S입니다. 최고의 스위칭 회로는 3극관 스위칭의 6P14P에 브리지된 푸시풀 울트라리니어와 6N13S의 "2층" 회로입니다. 가장 일반적인 버전이 그림 6에 표시된 마지막 구성에 관해서는 이론적 의미에서는 새로운 것은 아니지만 지난 세기 60년대에만 방송 장비에 널리 퍼졌다고 말할 수 있습니다. 자주 발생하는 것처럼 이 계획은 매우 널리 퍼졌으며, 계획의 장점에 대해 이야기할 때 일반적으로 단점에 대해서는 침묵합니다. 둘 다 객관적으로 평가해 봅시다.

[우선, 무변압기 회로 생성의 가장 중요한 결과를 현명하게 평가할 것을 제안합니다. 지난 50년 동안 그러한 계획은 분배를 받지 못했고 받을 수도 없었음을 보여주었습니다. 생활 수준이 높아질수록 건강의 가치도 높아집니다. 따라서 무변압기 회로의 주요하고 극복할 수 없는 단점(고전압 소스로부터 갈바닉 절연이 부족함)은 그러한 회로가 인류에게 최소한 어느 정도의 분포를 달성하는 것을 결코 허용하지 않습니다. 그리고 몽상가들은 그러한 회로의 방식을 얼굴이 파랗게 질 때까지 연구하고 분석하게 하십시오.]

그림 6. DC 램프의 직렬 연결을 사용하는 가장 일반적인 최종 단계 회로 중 하나

직류를 위해 두 개의 램프를 직렬로 연결하는 것은 교류의 경우 두 램프가 모두 부하에 대해 병렬로 연결되어 총 내부 저항이 실제로 기존 푸시-풀 캐스케이드보다 4배 적다는 사실과 동일합니다. . 이러한 회로의 경우 내부 저항이 평소보다 낮은 램프를 사용하고 상대적으로 임피던스가 높은 스피커를 부하로 사용하면 계산에 따르면 출력 변압기는 이 경우에 가까운 변환 계수를 갖게 됩니다. 단위 또는 어떤 경우에도 단위로 측정됩니다. 그런 다음 출력 변압기 없이 부하를 램프에 직접 연결할 수 있습니다. 물론 이것은 계획의 무조건적인 이점입니다. 그러나 이러한 존엄성은 높은 대가를 치르게 됩니다. 우선, 전원 전압 (120-150V)의 절반이 켜지는 지점에 존재하기 때문에 부하를 직접 켜는 것이 여전히 불가능한 것으로 나타났습니다. 따라서 스피커는 디커플링 커패시터를 통해 켜져야 하며, 이 커패시터의 커패시턴스는 부하 저항 및 통과대역의 하한과 직접적으로 관련됩니다. 실제로, 분리 커패시터에서 유용한 신호의 허용 가능한 전압 손실이 신호 자체 값의 10%인 경우 Rн=20Ω 및 흐름=40Hz에서 커패시터의 리액턴스는 2Ω을 초과해서는 안 됩니다. 커패시턴스는 다음과 같습니다.

전해 커패시터만이 이러한 커패시턴스를 가질 수 있다는 것은 분명하지만 작동 전압은 적어도 전원의 전체 전압보다 낮지 않아야 한다는 점을 기억해야 합니다. 300-350V. 그리고 그러한 커패시터의 비용은 출력 변압기의 비용보다 전혀 낮지 않다는 것이 밝혀졌습니다. 특히 커패시터와 달리 라디오 아마추어는 필요한 경우 항상 변압기를 직접 만들 수 있기 때문입니다. 물론 보이스 코일 저항이 20이 아닌 200Ω인 스피커를 만드는 것이 가능합니다. 이는 동일한 조건에서 커플링 커패시터의 커패시턴스를 200μF로 줄일 수 있지만 이 경우 비용은 스피커 소리가 급격히 커집니다. 그러나 이것이 이 계획의 유일한 단점은 아닙니다. 두 번째는 램프를 직류와 직렬로 연결하면 양극 소스 전압의 절반만 각 램프에 적용되므로 회로는 정격 양극 전압이 100-150V를 초과하지 않는 특수 램프에서만 잘 작동할 수 있습니다. . 그러나 이러한 유형의 대부분의 램프는 최대 출력 전력이 미미하여 몇 와트를 초과하는 경우가 거의 없습니다. 또한 연구에 따르면 5극관을 사용할 때 이 회로는 근본적으로 다소 비대칭이므로 Hi-Fi 증폭기의 최종 저주파 스테이지에 적합하지 않습니다. 고주파 캐스케이드에서는 이전 계산에서 선택한 값과 HF 채널 흐름의 하한 = 2kHz, 분리 커패시터의 커패시턴스 값으로 인해 첫 번째 단점이 즉시 사라집니다.

더욱이 이 경우 10%의 신호 손실은 통과 대역의 실제로 작동하지 않는 최악의 부분에서만 발생하며 ftop = 20kHz에서 신호 손실은 1%에 불과합니다. 또한 최종 RF 스테이지에 필요한 출력 전력은 LF 스테이지보다 훨씬 적으므로 이 회로에서 내부 저항이 낮고 낮은 양극 전압에서 잘 작동하는 6N13C 이중 삼극관을 사용할 수 있습니다. 이러한 캐스케이드의 실제 다이어그램이 그림 7에 나와 있습니다.

그림 7. 이중 삼극관 6N13S(6N5S)를 기반으로 한 "2층" 최종 단계의 실제 다이어그램

RF 채널의 전력이 2-3W를 초과하지 않는 경우 그림 8의 회로에 따라 6F3P 또는 6F5P 유형의 램프를 사용하여 최종 단계를 조립할 수 있습니다. 이 회로의 출력 변압기는 테이프 두께가 0.2mm 이하인 테이프 코어 또는 W자형 퍼멀로이에 조립됩니다. 초선형 회로가 눈에 띄는 결과를 제공하고 비선형 왜곡이 실제로 0.2~0.5% 정도가 되도록 하려면 각 경우에 r.n.i 측정 결과에서 경험적으로 직접 선택해야 합니다. 앰프를 설정하는 중입니다. 이렇게 하려면 변압기를 감을 때 1차 권선의 각 절반에 4-6개의 탭을 제공해야 합니다.

그림 8. 6F3P 또는 6F5P 램프를 사용하는 푸시풀 고주파 최종 스테이지(Pout = 2.5W)

반대로 트랜지스터 증폭기의 경우 "2층" 회로가 다른 모든 회로보다 선호되는 것으로 나타났습니다. 이는 고전력 트랜지스터의 낮은 내부 저항과 컬렉터 전압(램프에 비해)으로 설명됩니다. 따라서 4GD-35 유형과 같은 기존의 저임피던스 스피커를 사용하는 경우에도 캐스케이드와 부하의 탁월한 매칭이 보장됩니다. 또한 디커플링 커패시터는 작동 전압이 20-30V를 초과하지 않기 때문에 2000-5000μF의 용량으로도 크기가 작은 것으로 나타났습니다. 이러한 계획은 널리 퍼져 있으며 라디오 아마추어들에게 잘 알려져 있습니다.

일반적인 결론으로서 나는 21세기에 확실히 합리적으로 인식될 몇 가지 고려 사항을 인용할 수 있습니다. 첫 번째 고려 사항은 단일 종단 회로가 초보자를 위한 것이므로 저자가 푸시풀 증폭기에 대해서만 논의하는 것이 올바른지 여부입니다. 둘째, 캐스케이드 회로의 체계화에 대한 접근 방식의 철저함도 존경받을 만합니다. 셋째, 저자의 명백한 자격은 어떤 경우에는 놀라운 편견에 접해 있으며, 사고의 실수는 분명히 저자의 높은 이론적 준비와 불충분한 실무 경험의 결과입니다. 넷째, 지난 수십 년 동안 특히 고성능 앰프의 출력단과 관련하여 기본 개념과 회로 설계 모두에서 상황이 크게 바뀌었습니다. 그리고 더 이상 과도한 의식은 없습니다. 많은 것이 더 단순해지고 명확해졌습니다. 일부 과시자들은 회복력을 보여주지 못한 채 사망했습니다. 그러나 그들은 무산소 구리와 같은 새로운 과시로 대체될 것입니다. 사회의 기술적 구조의 변화가 슬라브 문명과 같은 삶의 기본 가치를 변화시켜서는 안 된다는 사실을 이해하는 것이 매우 중요해 보입니다. 온라인으로 다운로드한 Gendin의 책 자료를 기반으로 출판물을 준비했습니다.

Evgeny Bortnik, 러시아 크라스노야르스크, 2018년 3월

음악 파일의 재생 품질을 크게 향상시키는 옵션 중 하나는 예비 저전력 단계에서 신호를 주파수 성분(LF, MF, HF)으로 나누고 이를 적절한 협대역 증폭기 및 동적 시스템으로 추가 증폭하는 방법입니다. . 예를 들어, 이 옵션을 사용하면 증폭 경로에서 이미 출력되는 신호에 불가피한 감쇠 및 왜곡을 초래하는 음향 시스템에서 수동 RLC 필터를 사용할 필요가 없습니다. 또한 이 옵션을 사용하면 전력 소모가 훨씬 적은 저주파()와 소형 중역 및 고주파 이미터에 대해 별도의 음향 시스템을 사용할 수 있습니다. 전력 증폭기 자체의 특성에 대한 요구 사항도 LF, MF 및 HF 신호에 대해 동일하지 않으며 제안된 옵션을 통해 이러한 증폭기를 최적의 방식으로 사용할 수 있습니다. 이 기사에서는 중간 전력의 별도 양방향 재생을 위한 시스템을 구축하는 예를 제공합니다. 생산 과정에서 소련 시대부터 사용 가능한 소형 광대역 음향 시스템 "Radiotehnika S-30"과 스피커 "PHILIPS FB-20PH"를 가장 효율적으로 사용하는 작업이 설정되었습니다. 물론 제안된 증폭기를 사용하면 전력 및 특성이 유사한 다른 시스템을 사용할 수 있습니다.

한 번에 S-30 스피커를 접해본 사람이라면 누구나 알고 있듯이, 이 스피커의 사운드 재생 품질은 매우 평범했으며, 특히 매개변수가 그리 높지 않은 다이내믹 드라이버를 사용했기 때문에 중음역(중고음역)에서 더욱 그렇습니다. 하지만 이 스피커를 일반 생활 공간의 '서브우퍼'로 사용하는 것은 충분히 가능합니다. 동시에 정격 출력이 각각 20W인 PHILIPS 미니 컴플렉스의 기존 스피커는 신호의 중간 HF 구성 요소를 매우 효율적으로 재생하지만 90Hz 미만의 주파수에서는 눈에 띄는 롤오버가 있습니다. 따라서 이 옵션은 가능한 최대 수익으로 이러한 음향을 사용하기 위해 발생했습니다.

이 옵션의 중요한 장점 중 하나는 위에서 언급한 것처럼 주파수 대역별로 전력 증폭기가 분리되어 있어 전력 및 특성에 따라 최적으로 선택할 수 있다는 점입니다. 사용된 음향의 정격 출력에 따라 특수 전력 증폭기 마이크로 회로를 UMZCH로 사용하기로 결정되었습니다(물론 적절한 연결 또는 예를 들어 트랜지스터 회로에서 다른 시리즈의 MS를 사용할 수 있음). 채널당 최대 45W의 전력을 갖는 이러한 미세 회로(일반적으로 2개 또는 4개 채널 포함)는 자동차 라디오와 같은 소형 무선 장비에 널리 사용됩니다.

필터를 사용한 사전 단계

이 증폭기에 사용된 TDA 시리즈 전력 증폭기 마이크로 회로는 단극 전원 공급 장치(+8...18V)를 갖기 때문에 프리 앰프 스테이지는 단극 전원 공급 장치로 선택되었습니다. 동시에, 최소한의 캐스케이드 수와 활성 요소가 포함된 회로를 사용하여 이러한 캐스케이드에 의해 원래 신호에 발생하는 왜곡을 줄이는 것이 과제였습니다. 신호의 저주파 성분을 분리하는 필터가 있는 입력단으로 그림 1의 회로가 사용되었으며 한때 Modelist-Konstruktor 잡지의 호 중 하나에 게시되었지만 트랜지스터를 현대 아날로그 및 필터의 차단 주파수를 위의 음향으로 변경합니다.

여기서 트랜지스터 T1은 위상 시프터로 작동하며 역위상 전압은 저항 R3 및 R4에 나타납니다. 직접 신호는 이미터에서 제거되어 트랜지스터 T2의 다음 단계로 공급됩니다. 이는 신호의 중간 및 고주파 성분을 전달하고 T3의 캐스케이드를 통해 저주파 출력으로 전달되는 저주파를 지연시킵니다. 차단 주파수는 커패시터 C3 및 C4를 선택하여 선택되며, 이 경우 약 150Hz입니다. 차단 주파수는 이러한 커패시턴스를 줄임으로써 더 높은 주파수 쪽으로 이동할 수 있습니다. 예를 들어, 커패시턴스 C3 = C4 = 330pF의 원래 회로에서 차단 주파수는 3kHz로 지정되었습니다. 안타깝게도 자세한 설명과 계산이 포함된 원래 회로를 찾을 수 없었기 때문에 저주파와 중고주파 스피커의 사운드가 가장 잘 맞는 비율을 기반으로 완성된 회로에서 실험적으로 차단 주파수와 이러한 용량을 선택했습니다. . 필터 차단 기울기는 옥타브당 약 12dB입니다. 이 필터 출력의 MF + HF 신호는 중고주파 전력 증폭기에 직접 공급되고 저주파 신호는 30Hz 미만의 주파수를 차단하는 또 다른 필터인 적외선 저주파(sabsonic)에 공급됩니다. (그림 2).

이를 통해 사용된 스피커에서 실제로 재생되지 않는 매우 낮은 주파수의 해당 진동을 제거할 수 있지만 그럼에도 불구하고 큰 진폭으로 디퓨저에 불필요한 진동을 유발하여 신호의 큰 과부하와 왜곡을 초래합니다. 필터 차단 주파수는 C2, C3, C4, R4, R5 요소와 저항 R3의 값을 선택하여 트랜지스터 T1의 작동 모드로 설정됩니다(이 트랜지스터의 컬렉터는 캐스케이드 공급 전압의 약 절반으로 설정되어야 합니다. 즉, 4.5V). 필터 출력에는 가변 저항이 포함되어 있습니다(10~100kOhm일 수 있으며 이는 뒤에 연결된 전력 증폭기의 입력 저항에 따라 다름). 이를 통해 중간 고주파수에 대한 저주파 증폭 수준을 조정하여 전체 시스템의 전체 주파수 응답을 균등화할 수 있습니다. 가능한 RF 잡음 및 간섭을 제거하기 위해 1000Hz 이상의 주파수를 추가로 차단하려면 가변 저항기 뒤의 션트 커패시터 C5가 필요하며, 이러한 커패시터가 이미 입력에 사용된 경우 분리 커패시터 C6μF를 생략할 수 있습니다. 파워 앰프. 자체 노이즈를 줄이기 위해 신호 회로에 산화물 전해 커패시터를 사용하지 않고 회로를 선택했습니다(첫 번째 필터의 입력 커패시터 C1 제외). 그러나 원하는 경우 일반 회로로 교체할 수도 있습니다. 예를 들어 영화). 두 필터의 트랜지스터는 모든 저전력 n-p-n 구조에서 사용할 수 있지만 높은 이득과 낮은 잡음 수준을 사용하는 것이 좋습니다(2PC1815L, BC549C, BC550C, BC849C(smd), BC850C(smd), BC109C, BC179C 등).

최종 전력 증폭기

회로를 단순화하고 완성된 장치의 크기를 줄이기 위해 TDA 시리즈 미세 회로가 최종 증폭기로 사용되었으며, 이는 자동차 라디오와 같은 소형 오디오 장비에 널리 사용됩니다. 일반적으로 이러한 미세 회로는 상당히 높은 품질의 가정용 장비에 대해 상당히 수용 가능한 특성을 가지고 있습니다. 또한 부하의 과부하, 과열 및 단락에 대한 보호 회로가 내장되어 있습니다. 전력 특성은 사용 가능한 스피커 시스템의 전력에 의해서만 결정되었습니다. 따라서 MF-HF 대역의 경우 브리지 연결로 TDA1558Q MS를 사용하였다. 이 MS는 4채널 11W 회로 또는 브리지 회로 2x22W를 사용하여 연결할 수 있습니다. 20W 출력의 스피커에는 다음과 같은 브리지 회로가 사용되었습니다(그림 3).

이 구성표는 매우 간단하며 별도의 설명이 필요하지 않습니다. 사용하지 않는 MS 핀(4,9,15)은 비워두어야 합니다. 별도의 MUTE/ST-BY 스위치를 사용하지 않을 경우 핀 14 MC를 양극 전원 공급선에 직접 연결해야 합니다. 대용량 전해 콘덴서(2200mF)는 MS 단자에 최대한 가깝게 배치하는 것이 좋습니다. 공급 전압을 평활화하는 품질뿐만 아니라 증폭기의 과부하 용량도 용량에 따라 달라집니다. 가능한 고주파 성분을 필터링하기 위해 0.1mF 커패시터가 전원 회로에 배치됩니다. 모든 요소의 작동 전압은 공급 전압(+U)보다 낮아서는 안 됩니다.

저주파 대역의 경우 원래 TDA7575 MS 중 하나가 사용되었습니다. 이러한 초소형 회로는 진정한 "원본"이며 일반적으로 더 높은 등급과 성능의 장치에서 발견됩니다. 연결 다이어그램과 마찬가지로 하나를 찾는 것은 그리 쉽지 않습니다. 물론 유사한 특성을 가진 다른 많은 MS(각각 45W의 2개 또는 4개 채널)를 여기에서 사용할 수 있으며 이에 대한 데이터시트는 인터넷에서 쉽게 찾을 수 있습니다. 이 마이크로 회로는 이를 사용하려는 사람들을 위해 여기에서 좀 더 자세히 설명됩니다(그림 4).

주요 특성: 전력 - 2x45W 또는 1x75W(1Om 부하의 경우), 선형 주파수 응답 20...20,000Hz, Rin = 100kOhm.

내 버전의 연결에서 음극 입력 핀 9와 19는 접지(공통 와이어)에 연결되고 저주파 신호는 핀 8과 20(각각 왼쪽 및 오른쪽 채널)에 공급됩니다. 여기에 0.33μF의 입력 커패시터가 설치되면 그림 2의 회로에 따라 필터 출력의 커패시터 C6을 설치할 필요가 없습니다. 보시다시피 MS에는 추가 제어의 다양한 입력 및 출력이 포함되어 있는데, 우리의 경우에는 사용되지 않으며 자유롭게 남겨둘 수 있습니다(핀 3,13,14,16,17,18 및 25). MS를 작동 모드로 전환하려면 +U 공급 전압을 ST-BY 및 MUTE 접점에 적용해야 합니다. 초소형 회로를 사용하면 저항이 1Ω인 음향 장치를 연결할 수 있으며 최대 75W의 전력을 출력할 수 있지만 브리지 연결을 사용하면 단일 채널 모드에서 사용할 수 있습니다. 이 경우 다음 조건을 준수해야 합니다.

  • 출력을 병렬화합니다(OUT1+는 OUT2+에 연결, OUT1-는 OUT2-에 연결).
  • 출력 루프의 저항을 최소화합니다. 즉, MC 출력에서 ​​스피커까지의 전선을 최대한 두껍고 짧게 만드십시오. 이를 위해서는 앰프 자체가 스피커 옆에 위치해야 합니다. 출력 루프의 저항은 고조파 왜곡에 매우 중요한 영향을 미칩니다.
  • 입력 신호를 입력 IN2에 적용합니다(IN1 - 자유 또는 접지 상태로 유지).
  • "1 Om SETTING" 핀에 U=2.5V를 적용합니다(이 경우와 같이 2채널 45W 옵션의 경우 이 출력은 자유롭게 두거나 공통 와이어에 연결해야 합니다). 나 자신은 저항이 1옴인 스피커가 없기 때문에 1옴 스피커에 대해 이러한 연결이 있는 회로를 사용하려고 시도한 적이 없으므로 여기에 참조로 제공할 수 있는 이 옵션에 대한 데이터를 제공합니다. 나에게 제공되는 소스.

전원공급장치

앰프 전체에 전력을 공급하기 위해 LF 및 MF-HF 채널에 각각 하나씩, 60-70W 출력의 변압기 2개를 사용했습니다. 충분한 전력(120W 이상)을 가진 하나의 변압기는 작은 크기의 케이스 높이에 "맞지" 않았습니다. 또한 각각 두 개의 안정 장치가 있습니다. 여기에 사용된 MC의 전원 공급 범위는 8~18V이므로 2차 권선의 적절한 전압과 큰 "감소" 없이 최소 3암페어의 출력 전류를 사용하여 변압기를 선택할 수 있습니다. 변압기 뒤에는 필요한 전력의 다이오드가 있는 기존 전파 브리지 정류기 또는 다이오드 어셈블리(예: 8A용 KBU810)가 설치됩니다. 다음으로 정류된 전압은 MS 유형 KREN8 또는 추가 제어 트랜지스터를 사용하여 유사한 "강력한" 안정기 회로에서 안정화됩니다(그림 5).

스태빌라이저의 출력 전압은 왜곡을 최소화하면서 가능한 최대 전력을 달성하기 위해 12~17V 범위에 있을 수 있습니다. 이 경우 안정화 전압이 12V 인 KIA7812 마이크로 회로가 사용되며 출력 전압을 15-16V로 높이기 위해 중간 단자와 중간 단자 사이에 추가로 3-4V 제너 다이오드 (KS133, KS 139)가 설치됩니다. 공통 전선. 공급 전압을 18V로 올려서는 안 됩니다. 이러한 제한은 TDA MS의 데이터시트에 표시되어 있지만 실제로는 전원을 켜는 순간 이러한 미세 회로의 내부 보호 시스템이 "과부하"로 인해 트리거될 수 있기 때문입니다. ". 불안정한 전압으로 앰프에 전력을 공급할 수 있지만 이렇게 하면 작동 중 발열이 증가하고 과부하 용량이 감소합니다.

사전 증폭 캐스케이드(필터)는 동일한 안정기에서 전원을 공급받을 수 있지만 결국 9~12V에서 하나의 공통 안정기를 만들어 간섭 및 대역 채널의 가능한 상호 영향으로부터 격리하는 것이 더 좋습니다.

전원 공급 장치의 모든 미세 회로(전력 증폭기 및 안정기)와 추가로 강력한 트랜지스터(KT818 또는 유사한 수입품)를 충분한 면적의 방열판에 장착해야 합니다. 내 경우 이러한 모든 요소는 두께 3mm, 크기 70x200mm의 두 개의 평행 장착 알루미늄 판으로 구성된 하나의 공통 방열판에 있습니다. 일반적으로 대부분의 TDA 및 유사한 미세 회로에는 케이스에 전원 공급 장치 마이너스가 있으므로 절연 스페이서 없이 하나의 방열판에 부착할 수 있습니다. 트랜지스터와 안정기 칩은 절연되어야 합니다. 아카이브의 인쇄 회로 기판.

결론

여기에 제시된 회로에 따른 증폭기를 사용하면 평균 수준과 품질의 음향을 사용하더라도 음반 재생 품질을 크게 향상시킬 수 있습니다. 동시에 PHILIPS 스피커는 어떠한 방식으로도 개조되지 않았으며 S-30에서는 모든 내부 패시브 필터와 6GDV-1 mid-HF 헤드가 꺼지고 저주파 신호가 우퍼에 직접 공급되었습니다. (25GDN-1-4). 저주파 구성요소의 레벨을 조정하면 공간의 크기와 청취자와 음향까지의 거리에 따라 전체 시스템의 전반적인 주파수 응답의 균형을 맞출 수 있습니다. 특히 사이트의 경우 - A. 바리셰프.

ULF를 사용한 집에서 만든 양방향 스피커 다이어그램 기사에 대해 토론하십시오.

저주파 증폭기는 주로 확성기, 테이프 레코더의 녹음 헤드, 릴레이 권선, 측정 장비 코일 등이 될 수 있는 출력 장치에 주어진 전력을 제공하도록 설계되었습니다. 입력 신호 소스는 사운드 픽업, 광전지 및 비전기량을 전기로 변환하는 다양한 변환기. 일반적으로 입력 신호는 매우 작기 때문에 앰프의 정상적인 작동에는 그 값이 충분하지 않습니다. 따라서 전력증폭기 앞에 하나 이상의 전치증폭단이 포함되어 전압증폭기의 기능을 수행하게 된다.

ULF 예비 단계에서는 저항이 부하로 가장 자주 사용됩니다. 램프와 트랜지스터를 모두 사용하여 조립됩니다.

바이폴라 트랜지스터 기반 증폭기는 일반적으로 공통 이미터 회로를 사용하여 조립됩니다. 이러한 캐스케이드의 작동을 고려해 보겠습니다(그림 26). 사인파 전압 당신은절연 커패시터를 통해 베이스 이미터 섹션에 공급됩니다. Cp1, 이는 일정한 구성 요소에 대해 기본 전류의 리플을 생성합니다. 나는 b0. 의미 나는 b0소스 전압에 의해 결정됨 E k저항 저항 Rb. 베이스 전류의 변화는 부하 저항을 통과하는 콜렉터 전류의 상응하는 변화를 야기합니다. Rn. 컬렉터 전류의 교번 성분은 부하 저항에서 생성됩니다. Rk진폭 증폭 전압 강하 너 아웃.

이러한 캐스케이드 계산은 그림 1에 표시된 것을 사용하여 그래픽으로 수행할 수 있습니다. 27 OE가 있는 회로에 따라 연결된 트랜지스터의 입력 및 출력 특성. 부하저항이 있는 경우 Rn및 소스 전압 E k주어진 다음 하중선의 위치는 점에 의해 결정됩니다. 와 함께그리고 디. 동시에 요점은 디가치로 주어지는 것 E k, 그리고 포인트 와 함께- 전기 충격 나는 =E k/Rn. 부하선 CD출력 특성 계열을 넘습니다. 증폭 중 신호 왜곡이 최소화되도록 로드 라인의 작업 영역을 선택합니다. 이를 위해 선의 교차점 CD출력 특성이 후자의 직선 구간 내에 있어야 합니다. 사이트가 이 요구사항을 충족합니다. AB로드 라인.

정현파 입력 신호의 작동 지점은 이 섹션의 중간에 있습니다. 에 대한. 세그먼트 AO를 세로축에 투영하면 컬렉터 전류의 진폭이 결정되고, 동일한 세그먼트를 가로축에 투영하면 컬렉터 전압의 가변 구성 요소의 진폭이 결정됩니다. 동작점 영형컬렉터 전류를 결정합니다. 나는 k0및 컬렉터 전압 으케0휴식 모드에 해당합니다.

게다가 점 영형기본 대기 전류를 결정합니다. 나는 b0, 따라서 작동점의 위치 영형"입력 특성에 대해 (그림 27, a, b). 포인트로 ㅏ그리고 안에출력 특성은 포인트에 해당합니다. ㅏ"그리고 안에"입력 특성에 대해 선분 투영 아"오" x축은 입력 신호의 진폭을 결정합니다. U in t, 최소한의 왜곡 모드가 보장됩니다.



엄밀히 말하자면, U in t는 입력 특성 계열에 따라 결정되어야 합니다. 그러나 다른 전압 값에서 입력 특성이 으케, 약간 다르지만 실제로는 평균값에 해당하는 입력 특성을 사용합니다. 으케=어케 0.

많은 엔지니어링 문제를 해결하려면 전기 신호를 증폭해야 합니다. 증폭기는 이러한 목적을 수행합니다. 전압, 전류 및 전력을 증폭하도록 설계된 장치. 증폭기는 일반적으로 양극성 및 전계 효과 트랜지스터와 집적 회로를 사용합니다.

가장 간단한 증폭기는 증폭 단계입니다.

가장 간단한 증폭기 스테이지의 구성:

    UE – 비선형 제어 요소(바이폴라 또는 전계 효과 트랜지스터)

    R – 저항기;

    E - 전기 에너지 원.

증폭은 일정한 EMF 소스로부터 전기 에너지를 변환하는 것을 기반으로 합니다. E는 입력 신호에 의해 지정된 법칙에 따라 RE의 저항 변화로 인해 출력 신호의 에너지로 변환됩니다.

증폭기 단계의 주요 매개변수:

다단 증폭기용

입력 신호의 증폭 주파수 범위에 따라 증폭기는 다음과 같이 나뉩니다.

    UPT(직류 증폭기) - 천천히 변화하는 신호를 증폭합니다.

    ULF(저주파 증폭기) - 오디오 주파수 범위(20-20000Hz)의 신호를 증폭합니다.

    UHF(고주파 증폭기) - 수십 킬로헤르츠에서 수십, 수백 메가헤르츠까지의 주파수 범위에서 신호를 증폭합니다.

    펄스/광대역 - 수십 헤르츠에서 수백 메가헤르츠까지의 주파수 스펙트럼을 갖는 펄스 신호 증폭용.

    협대역/선택적 - 좁은 주파수 범위의 신호를 증폭하는 데 사용됩니다.

증폭 요소를 켜는 방법에 따라 다음과 같이 나뉩니다.

증폭소자로 바이폴라 트랜지스터를 사용하는 경우:

    공통 베이스로

    공통 이미터

    공통 수집가 포함

전계 효과 트랜지스터를 사용하는 경우:

    공통 소스로

    공통 배수 있음

    공통 베이스로

공통 이미터가 있는 증폭기 스테이지.

OE 증폭기 스테이지는 이미터가 입력 및 출력 회로의 공통 전극인 가장 일반적인 증폭기 스테이지 중 하나입니다.

바이폴라 트랜지스터 구조용 OE가 있는 증폭기 스테이지 다이어그램 p-p-p.


증폭기 단의 컬렉터 회로의 경우 Kirchhoff의 제2법칙에 따라 다음과 같은 전기 상태 방정식을 작성할 수 있습니다.

컬렉터 저항 Rk의 전류-전압 특성은 선형이고 트랜지스터의 전류-전압 특성은 비선형이며 OE가 있는 회로에 연결된 이미터의 출력(컬렉터) 특성 계열을 나타냅니다.

비선형 회로 계산, 즉 정의 나 에게 , , 그리고 유 에게다양한 기본 전류용 나 비저항 저항 아르 자형 에게, 그래픽으로 수행할 수 있습니다. 이를 위해서는 트랜지스터의 출력 특성 계열에서 점으로부터 직선을 그리는 것이 필요합니다. 이자형 에게저항기 Rk의 전류-전압 특성의 가로축에 다음 방정식을 만족시킵니다. .

부하 직선과 출력 특성 선의 교차점은 주어진 방정식에 대한 그래픽 솔루션을 제공합니다. 아르 자형 비그리고 다양한 나 비 .

이 지점에서 컬렉터 회로의 전류, 전압을 결정할 수 있습니다. 유 케그리고 .

저항 저항 아르 자형 에게입력 신호 증폭 요구 사항에 따라 선택됩니다. 이 경우, 하중 직선이 허용치 이하로 왼쪽으로 통과한다는 점을 고려해야 합니다. 유 에게 최대 , 나 에게 최대 , 피 에게 최대과도 응답의 상당히 긴 선형 섹션을 제공했습니다.

OE 및 해당 매개변수를 포함한 증폭기 스테이지의 등가 등가 회로.

계산하면 이러한 방정식을 다음과 같은 형식으로 작성할 수 있습니다.

이 방정식을 함께 풀면, 우리는 다음을 얻습니다:

마이너스 기호는 출력 전압이 입력과 위상이 다르다는 것을 의미합니다. 공통 이미터를 사용하여 무부하 증폭 단계의 전압 이득에 대한 공식을 얻습니다.

왜냐하면 . 그렇기 때문에

저주파에서 OE가 있는 증폭기 스테이지의 입력 임피던스:

OE가 있는 증폭기 스테이지의 출력 임피던스는 다음 식으로 결정됩니다.

OE를 통한 증폭기 스테이지의 온도 안정화

와 함께
트랜지스터의 중요한 단점은 온도에 대한 의존성입니다. 온도가 증가하면 반도체의 소수 전하 캐리어 수가 증가하므로 트랜지스터의 콜렉터 전류가 증가합니다. 이는 트랜지스터의 출력 특성에 변화를 가져온다. 컬렉터 전류가 증가하면 ΔI 케이, 컬렉터 전압은 다음과 같이 감소합니다. . 이는 트랜지스터의 동작점에 변화를 가져오며, 이로 인해 트랜지스터 특성의 선형 부분을 벗어날 수 있으며 증폭기의 정상적인 동작이 중단됩니다.

공통 정류기를 사용하여 증폭기 스테이지 작동에 온도가 미치는 영향을 줄이기 위해 이미 터 회로에 저항기가 포함되어 있습니다. 아르 자형 음, 커패시터에 의해 션트됨 와 함께음. 초기 전압을 생성하기 위해 기본 회로에 전압 분배기가 포함되어 있습니다.

온도 상승으로 인해 이미터 전류가 증가하면 저항 양단의 전압 강하가 증가합니다. 아르 자형 음이는 전압 감소를 유발하고 이로 인해 베이스 전류가 감소합니다. 이미터와 컬렉터 전류는 특성의 선형 부분에서 작동점의 위치를 ​​유지합니다.

트랜지스터의 입력 전압에 대한 출력 회로의 콜렉터 전류를 변경하는 효과를 음의 DC 피드백이라고 합니다. 커패시터가 없으면 증폭기 스테이지의 작동은 직류뿐만 아니라 교류 구성 요소에서도 변경됩니다.

OK가 있는 앰프 스테이지

에게
트랜지스터의 컬렉터는 전원을 통해 증폭기의 공통점에 직접 연결됩니다. 소스 내부 저항의 전압 강하는 무시할 수 있습니다. 입력 전압이 커패시터를 통해 컬렉터를 기준으로 트랜지스터 베이스에 적용된다고 생각할 수 있습니다. 와 함께1 , 출력 전압은 양단의 전압 강하와 같습니다. 아르 자형 음, 이는 컬렉터를 기준으로 이미 터에서 제거됩니다. 저항기 휴지 모드에서 동작점의 위치를 ​​결정하는 트랜지스터 베이스 회로의 초기 바이어스 전류를 설정합니다. 존재하는 경우 유입력교번 구성 요소가 회로에 나타나서 전압 강하를 생성합니다. 아르 자형 음 ( )

OC가 있는 증폭기 스테이지의 전압 이득은 1보다 작으므로 이를 전압 전달 계수라고 부르는 것이 더 정확합니다.

입력값부터 케이 유 1에 가까우면 이미터 팔로워의 입력 저항이 입력 저항보다 훨씬 큽니다. 시간 11 트랜지스터이며 수백 킬로옴에 도달합니다.

이미터 팔로워의 출력 저항은 수십 옴 정도입니다. 따라서 이미터 팔로워는 매우 높은 입력 저항과 낮은 출력 저항을 가지므로 전류 이득이 매우 높을 수 있습니다.

전계 효과 트랜지스터 증폭기 스테이지

유
전계 효과 트랜지스터를 기반으로 한 전력단은 입력 저항이 높습니다.

이 캐스케이드에서는 증폭이 수행되는 저항 Rc가 드레인 회로에 포함됩니다. 소스 회로에 저항이 포함되어 있습니다. 아르 자형그리고 , 유휴 모드에서 필요한 전압 강하 생성 유 30 , 이는 게이트와 소스 사이의 바이어스 전압입니다.

게이트 저항기 아르 자형 3 대기 모드에서는 게이트 전위와 증폭기 스테이지의 공통점이 동일하게 보장됩니다. 따라서 게이트 전위는 저항기 양단의 전압 강하 값만큼 소스 전위보다 낮습니다. 아르 자형전류 I u0의 일정한 성분으로부터 따라서 게이트 전위는 소스 전위에 비해 음수입니다.

입력 전압이 저항에 적용됩니다. 아르 자형 3 절연 커패시터를 통해 와 함께.교류 입력 전압이 가해지면 소스 전류의 교류 구성 요소가 전계 효과 트랜지스터 채널에 나타납니다. 나및 드레인 전류 나와, 그리고 나그리고 나와 함께. 저항기 양단의 전압 강하로 인해 아르 자형그리고 교류 성분으로부터 나그리고 , 전계 효과 트랜지스터에 의해 증폭된 게이트와 소스 간 전압의 교번 구성요소는 입력 전압보다 훨씬 작을 수 있습니다.

네거티브 피드백이라고 하는 이 현상은 증폭기 스테이지의 이득을 감소시킵니다. 이를 제거하기 위해 커패시터 C는 저항 R과 병렬로 연결되며 증폭된 전압의 가장 낮은 주파수에서의 저항은 저항의 저항보다 몇 배 작아야 합니다. 아르 자형 N . 이 조건에서 소스 전류 i와 회로 양단의 전압 강하 아르 자형자동 바이어스 링크라고 불리는 -C는 매우 작기 때문에 전류의 교류 성분을 기반으로 소스가 증폭기 스테이지의 공통 지점에 연결된 것으로 간주될 수 있습니다.

출력 전압은 커플링 커패시터를 통해 제거됩니다. 와 함께와 함께 드레인과 캐스케이드의 공통점 사이, 즉 드레인과 소스 사이의 전압의 교번 성분과 같습니다.

증폭기의 피드백

에 대한
증폭기의 상호 결합은 증폭기 출력 신호의 일부(또는 전체)를 입력으로 전송하는 것입니다.

증폭기의 피드백은 일반적으로 의도적으로 생성됩니다. 그러나 때로는 자발적으로 발생합니다. 자발적인 피드백이 호출됩니다. 기생.

피드백이 있는 경우 입력 전압 uin이 피드백 전압에 추가됩니다. 너 OS , 그 결과 증폭기에 공급되는 전압이 증가합니다. u 1이면 그러한 피드백을 호출합니다. 긍정적인.

피드백을 도입한 후 입력 전압 u 1과 증폭기 출력의 u out이 입력 전압 u in에서 피드백 전압을 빼서 발생하는 경우 이러한 피드백을 호출합니다. 부정적인.

모든 피드백은 피드백으로 구분됩니다. 전압별그리고 현재로.전압 피드백에서 u oc = βu out, 여기서 β는 피드백 사중극자의 전송 계수입니다. 전류 피드백에서 uoc = Roc i out, 여기서 Roc는 출력 회로와 피드백 회로의 상호 저항입니다. 또한, 모든 피드백은 피드백 회로가 증폭기의 입력 회로와 직렬로 연결되는 직렬과, 피드백 회로가 증폭기의 입력 회로와 병렬로 연결되는 병렬로 구분된다.

이득에 대한 부정적인 피드백의 영향.

피드백이 없는 앰프의 경우

결론: 네거티브 피드백을 도입하면 증폭기 이득이 1+βK배 감소합니다.

포지티브 피드백을 도입하면 증폭기의 이득이 증가합니다. 그러나 전자 증폭기에서는 포지티브 피드백이 실제로 사용되지 않습니다. 이 경우 아래에서 볼 수 있듯이 이득의 안정성이 크게 저하되기 때문입니다.

이득 감소에도 불구하고 증폭기에서는 네거티브 피드백이 매우 자주 사용됩니다. 네거티브 피드백 도입으로 인해 증폭기의 특성이 크게 향상되었습니다.

a) 트랜지스터 매개변수가 변경되면 증폭기 이득의 안정성이 증가합니다.

b) 비선형 왜곡 수준이 감소합니다.

c) 증폭기의 입력 임피던스는 증가하고 출력 임피던스는 감소합니다.

피드백 증폭기 이득의 안정성을 평가하려면 상대적인 변화를 결정해야 합니다.

결론: 이득의 모든 변화는 음의 피드백 작용에 의해 1+βK만큼 감쇠됩니다.

βK의 값이 1보다 훨씬 크면 이는 깊은 음의 피드백을 나타냅니다.

긍정적인 피드백의 경우 이득 안정성이 저하됩니다.

직렬 전압 피드백을 도입하면 입력 임피던스가 증가합니다.

병렬 피드백 증폭기 회로:

깊은 부정적인 피드백으로

3) 증폭기의 입력 및 출력 변압기가 서로 가까이 있을 때 나타나는 자기 결합.

DC 증폭기

가장 낮은 주파수까지 진폭-주파수 응답을 갖는 매우 낮은 주파수(Hz 단위)의 신호를 증폭하도록 설계된 장치를 DCA(직류 증폭기)라고 합니다.

UPT 특성에 ​​대한 요구 사항:

    입력 신호가 없으면 출력 신호도 없어야 합니다.

    입력 신호의 부호가 변경되면 출력 신호의 부호도 변경되어야 합니다.

    부하 장치의 전압은 입력 전압에 비례해야 합니다.

이러한 요구 사항은 차동 균형 캐스케이드에 구축된 UPT에 의해 가장 잘 충족됩니다. 그들은 또한 소위 UPT의 제로 드리프트에 맞서 효과적인 싸움을 제공합니다. 4암 브리지 원리를 기반으로 제작되었습니다.

유
브리지 밸런스 조정:

Ek가 변경되면 균형이 방해받지 않고 부하 저항 Rn의 전류는 0입니다. 반면에 저항 R 1, R 2 또는 R 3, R 4의 저항이 비례적으로 변화하더라도 브리지의 균형도 방해받지 않습니다. 저항 R 2, R 3을 트랜지스터로 교체하면 UPT에서 자주 사용되는 차동 회로가 생성됩니다.

안에
차동 증폭기에서 트랜지스터 콜렉터 회로의 저항 R 2, R 3의 저항은 동일하게 선택되고 두 트랜지스터의 모드는 동일하게 설정됩니다. 이러한 증폭기에서는 특성이 완전히 동일한 트랜지스터 쌍이 선택됩니다.

전기 모드의 안정성은 트랜지스터의 전류를 안정화시키는 저항 R1의 저항에 의해 크게 영향을 받습니다. 저항 Rl이 높은 저항을 사용할 수 있도록 전원 Ek의 전압을 E 2 E 1 값으로 높이고 집적 회로에서는 저항 R 1 대신 직류 안정기를 사용하는 경우가 많습니다. 이는 2-4개의 트랜지스터에서 수행됩니다.

가변 저항기 Rp는 캐스케이드의 균형을 맞추는 역할을 합니다(0으로 설정). 이는 동일한 저항 R 2, R 3을 갖는 완전히 동일한 두 개의 트랜지스터와 저항을 선택할 수 없기 때문에 필요합니다. 전위차계 R p 슬라이더의 위치가 변경되면 트랜지스터의 컬렉터 회로에 포함된 저항의 저항이 변경되고 결과적으로 컬렉터의 전위가 변경됩니다. 전위차계 슬라이드 Rn을 이동하면 입력 신호가 없을 때 부하 저항기 Rn에서 전류가 0이 됩니다.

변경할 때 마. d.s. 콜렉터 전력 소스 E 1 또는 바이어스 E 2, 두 트랜지스터의 전류와 콜렉터의 전위가 변경됩니다. 트랜지스터가 동일하고 저항 R 2, R 3의 저항이 정확히 동일한 경우 e의 변화로 인해 저항 R H의 전류가 발생합니다. d.s. El, E 2는 존재하지 않습니다. 트랜지스터가 정확히 동일하지 않으면 부하 저항에 전류가 나타나지만 기존의 불균형 UPT보다 훨씬 적습니다.

마찬가지로 주변 온도 변화로 인한 트랜지스터 특성의 변화로 인해 부하 저항에는 전류가 거의 흐르지 않습니다.

동시에 입력 전압이 트랜지스터 T1의 베이스에 가해지면 콜렉터 전류와 콜렉터의 전압이 변경되어 부하 저항 Rn에 전압이 나타납니다.

트랜지스터와 저항기를 신중하게 선택하면 전원 공급 장치의 전압을 안정화할 때 드리프트를 1~20μV/°C로 줄일 수 있고, -50~+50°C의 온도 범위에서 작동할 때는 드리프트를 0.1-20V/°C로 줄일 수 있습니다. 2mV, 즉 불균형 UPT와 비교하여 20~100배까지 줄일 수 있습니다.

동일한 회로를 사용하면 전계 효과 트랜지스터를 사용하여 증폭기를 만들 수 있습니다. 이미터와 소스 팔로어를 기반으로 유사한 균형 회로를 구축할 수 있습니다.

연산 증폭기

연산 증폭기는 네거티브 피드백이 있는 회로에서 작동할 때 아날로그 양에 대해 다양한 연산을 수행하도록 설계된 고이득 DC 차동 증폭기입니다.

연산 증폭기는 다양한 전자 부품을 만들 수 있는 이상적인 특성을 지닌 범용 블록입니다.

K140UD8 집적 회로의 다이어그램 및 기호 그래픽 지정:

p형 채널이 있는 전계 효과 트랜지스터 VT 1 VT 11 및 VT 2, VT 9의 첫 번째 스테이지는 부하 트랜지스터 VT 3, VT 10이 있는 대칭 차동 스테이지입니다. 트랜지스터 VT 4, VT 5는 ​​첫 번째 단계의 소스 회로에서 전류 안정기를 형성합니다.

두 번째 단계(두 이미터 팔로워의 비대칭 차동 단계)는 트랜지스터 VT 7, VT 12에서 만들어집니다. 첫 번째 캐스케이드와 두 번째 캐스케이드 사이의 연결은 직접적입니다.

N
복합 트랜지스터 VT 15에서는 전압 증폭기가 만들어지며 그 부하는 전계 효과 트랜지스터 VT 17입니다. 마이크로 회로의 출력에는 복합 트랜지스터 VT 20, VT 22 및 VT 23, VT 24를 사용하여 변압기가 없는 전력 증폭기가 사용됩니다.

K140UD8 칩에는 두 개의 입력이 있습니다. (4 - 비반전, 3 - 반전) 및 1개의 출력(핀 7), 공통 핀 1 및 공급 전압 연결 핀: 8 - +E 1의 경우, 5- -E 2의 경우. 결론 2i 6은 저항이 10kOhm인 가변 저항을 사용하여 미세 회로의 균형을 맞추는 데 사용됩니다.

전압 변환 기능이 있는 UPT

드리프트를 줄이는 방법은 증폭된 전압의 이중 변환을 기반으로 합니다.

구조 계획:

변조기는 천천히 변화하는 입력 전압을 교류 전압으로 변환하도록 설계되었으며, 그 진폭은 입력 전압에 비례하며 입력 전압의 부호가 변경되면 교류 전압의 위상이 변경됩니다.

Uin은 50Hz ~ 20MHz의 주파수로 변환됩니다.

다양한 변조기 방식이 있습니다. 가장 일반적인 것들은 다음과 같습니다:

    진동 변환기를 갖춘 변조기;

    트랜지스터 변조기.

중
진동 변환기가 있는 변조기는 주기적으로(전자석 코일에 공급되는 전류의 주파수에서) 입력 전압을 1차 권선의 상부 또는 하부(다이어그램에 따라) 절반에 연결하는 저전력 전자기 접촉기입니다. 변압기의. 이 경우 1차 권선의 전류 방향이 변경됩니다. 변압기의 2차 권선에 교류 전압이 나타납니다. 일반적으로 변압비가 최대 10인 승압 변압기가 사용되므로 전압 진폭은 입력 전압보다 몇 배 더 큽니다.

진동 변환기의 장점은 주로 열전자에 의해 결정되는 작은 드리프트입니다. d.s. 접점 쌍을 사용하며 0.01~0.1μV/h(0.1~0.5μV/일)로 줄일 수 있습니다. 입력 임피던스는 1-10kOhm입니다.

D – 복조기 – 입력에서 교류 전압을 변환하고 출력에서 ​​직류 전압을 천천히 변경하도록 설계되었습니다.

장점:

낮은 제로 드리프트;

결점:

고주파수 영역에서 주파수 응답이 좋지 않습니다.

증폭기 입력의 변조기는 DC와 천천히 변화하는 전압을 잘 변환합니다. 입력전압의 주파수가 증가할수록 변조기의 동작이 저하된다. 동시에 복조기의 출력에는 앤티앨리어싱 필터가 적용됩니다. 신호 주파수가 기준 전압 uop의 주파수에 접근하면 필터는 기준 전압에서 신호를 분리할 수 없습니다.

주파수 범위를 확장하기 위해 고주파 변환기를 사용하여 주파수를 높일 수 있습니다. 에프 op 최대 0.5-10MHz.

콤비네이션 증폭기는 전압 변환기가 없는 증폭기와 전압 변환기가 있는 증폭기의 장점을 결합합니다.

결합된 UPT의 블록 다이어그램:

결합 증폭기는 신호 스펙트럼 변환이 있는 UPT 수준의 드리프트를 가지며 진폭-주파수 응답은 신호 스펙트럼 변환이 없는 증폭기보다 나쁘지 않습니다. 중간 주파수 영역에서 진폭-주파수 응답의 일부 불균일성은 음의 피드백으로 인해 쉽게 평준화됩니다. (KD140UD13).

연산 증폭기특수한 주파수 특성을 지닌 대규모 증폭기의 기본이 됩니다. 이는 다양한 피드백 회로를 사용하여 달성됩니다.

연산 증폭기에서 피드백이 증폭기 출력에서 ​​반전 입력으로 적용되면 피드백은 음수입니다. 실제로, 이 경우, Uout과 위상이 같은 전압 Uoc는 반전 입력에서 입력 전압과 역위상이 될 것입니다. 반대로 피드백이 비반전 입력에 적용되면 양수입니다. 직렬 피드백을 사용하면 입력 신호와 피드백 신호가 마이크로 회로의 서로 다른 입력에 공급되고 병렬 피드백은 하나로 공급됩니다.

전기 신호 증폭기 - 파형을 크게 왜곡하지 않고 입력에 적용되는 신호의 전력, 전압 또는 전류를 증가시키도록 설계된 전자 장치입니다. 전기 신호는 EMF, 전류 또는 전력의 고조파 진동, 직사각형, 삼각형 또는 기타 모양의 신호일 수 있습니다. 주파수와 파형은 증폭기 유형을 결정하는 중요한 요소입니다. 증폭기 출력의 신호 전력은 입력보다 크기 때문에 에너지 보존 법칙에 따라 증폭 장치전원이 포함되어 있어야 합니다. 따라서 앰프와 부하를 작동시키기 위한 에너지는 전원으로부터 공급됩니다. 그러면 증폭기 장치의 일반화된 블록 다이어그램은 그림 1과 같이 묘사될 수 있습니다. 1.

그림 1. 증폭기의 일반화된 블록 다이어그램

전기적 진동은 신호 소스에서 증폭기 입력으로 전달됩니다. , 부하가 연결된 출력에, 앰프 및 부하의 작동에 필요한 에너지는 전원으로부터 공급됩니다. 앰프는 전원으로부터 전력을 공급받습니다. 로 - 입력 신호를 증폭하는 데 필요합니다. 신호 소스는 증폭기 입력에 전원을 공급합니다. R에 출력 파워 P 아웃 부하의 활성 부분에 할당됩니다. 전력 증폭기에서는 다음과 같은 부등식이 성립합니다. R에 < P 아웃< Ро . 그러므로, 증폭기- 입력으로 구동됩니다 변환기전원 에너지를 출력 신호 에너지로 변환합니다. 에너지 변환은 바이폴라 트랜지스터, 전계 효과 트랜지스터, 전자 튜브, 집적 회로(IC) 등 증폭 요소(AE)를 사용하여 수행됩니다. 바리캡 및 기타.

가장 간단한 증폭기 하나의 강화 요소가 포함되어 있습니다. 대부분의 경우 하나의 요소로는 충분하지 않으며 여러 개의 활성 요소가 증폭기에 사용되며 계단식으로 연결됩니다. 첫 번째 요소에 의해 증폭된 진동은 두 번째, 세 번째 등의 입력에 공급됩니다. 하나의 증폭단을 구성하는 증폭기를 이라고 합니다.종속. 증폭기는 다음과 같이 구성됩니다.능동태와 수동태요소: k 활성 요소트랜지스터, 엘을 포함한다. 입력 전극의 제어 신호의 영향을 받아 출력 전극 사이의 전기 전도도를 변경하는 특성을 갖는 미세 회로 및 기타 비선형 요소.수동적 요소경찰필요한 발진 범위, 위상 편이 및 기타 증폭 매개변수를 형성하는 저항기, 커패시터, 인덕터 및 기타 요소입니다.따라서 각 증폭기 스테이지는 최소한으로 필요한 능동 및 수동 요소 세트로 구성됩니다.

일반적인 다단 증폭기의 블록 다이어그램은 그림 1에 나와 있습니다. 2.

그림 2. 다단계 증폭기 회로

입력단계 그리고 프리앰프전력 증폭기의 입력(출력 단계)에 신호를 공급하는 데 필요한 값으로 신호를 증폭하도록 설계되었습니다. 사전 증폭 단계의 수는 필요한 게인에 따라 결정됩니다. 입력단은 필요한 경우 신호 소스, 증폭기의 노이즈 매개변수 및 필요한 조정과의 일치를 제공합니다.

출력단 (전력 증폭단)은 형태의 왜곡을 최소화하고 효율을 최대화하면서 주어진 신호 전력을 부하에 전달하도록 설계되었습니다.

증폭된 신호 소스 마이크, 자기 및 레이저 정보 저장 장치의 판독 헤드, 비 전기 매개 변수를 전기 매개 변수로 다양한 변환기가 있을 수 있습니다.

짐 확성기, 전기 모터, 경고등, 히터 등이 있습니다. 전원 공급 장치지정된 매개변수(전압, 전류 및 전력의 공칭 값)를 사용하여 에너지를 생성합니다. 에너지는 트랜지스터의 콜렉터 및 베이스 회로, 백열등 회로 및 램프의 양극 회로에서 소비됩니다. 증폭기 요소 및 부하의 지정된 작동 모드를 유지하는 데 사용됩니다. 입력 신호 변환기의 작동을 위해서는 전원 공급 장치의 에너지도 필요한 경우가 많습니다.

증폭 장치의 분류.

증폭 장치는 다양한 기준에 따라 분류됩니다.

에 의해 정신 증폭된 전기 신호 증폭기는 증폭기로 구분됩니다 고조파 (연속) 신호 및 증폭기 맥박 신호.

증폭된 주파수의 대역폭과 절대값에 따라 증폭기는 다음과 같은 유형으로 구분됩니다.

- DC 증폭기 (UPT)가장 낮은 주파수 = 0부터 높은 작동 주파수까지의 신호를 증폭하도록 설계되었습니다. UPT는 신호의 가변 성분과 상수 성분을 모두 증폭합니다. UPT는 자동화 및 컴퓨터 장치에 널리 사용됩니다.

- 전압 증폭기, 차례로 그들은 저주파, 고주파 및 초고주파 증폭기로 구분됩니다.

너비 대역폭 증폭된 주파수는 구별됩니다:

- 선거인 주파수 비율이 유효한 증폭기 (고주파 증폭기 - UHF) /1 ;

- 광대역 주파수 비율이 큰 주파수 범위를 가진 증폭기 />>1 (예: ULF - 저주파 증폭기)

- 전력 증폭기 - 변압기 절연을 갖춘 ULF 최종 단계. 최대 전력을 보장하려면 R 정수 에게= RN,저것들. 부하 저항은 핵심 요소(트랜지스터)의 컬렉터 회로의 내부 저항과 같아야 합니다.

에 의해 설계 증폭기는 두 가지 큰 그룹으로 나눌 수 있습니다. 즉, 개별 기술, 즉 표면 실장 또는 인쇄 회로 실장을 사용하여 만든 증폭기와 통합 기술을 사용하여 만든 증폭기입니다. 현재 능동소자로는 아날로그 집적회로(IC)가 널리 사용되고 있다.

증폭기 성능 표시기.

증폭기의 성능 지표에는 입력 및 출력 데이터, 이득, 주파수 범위, 왜곡 요인, 효율성 및 품질과 작동 속성을 특징짓는 기타 매개변수가 포함됩니다.

에게 입력 데이터 입력 신호의 공칭 값을 참조하십시오 (전압 유입력= 유 1 , 현재의 나입력= 나 1 또는 힘 피입력= 피 1 ), 입력 저항, 입력 커패시턴스 또는 인덕턴스; 특정 실제 응용 분야에 대한 증폭기의 적합성을 결정합니다. 다음에서 입력반대아르 자형입력신호 소스 임피던스와 비교 아르 자형그리고증폭기 유형을 미리 결정합니다. 비율에 따라 전압 증폭기가 구별됩니다 ( 아르 자형입력 >> 아르 자형그리고), 전류 증폭기( 아르 자형입력 << 아르 자형그리고) 또는 전력 증폭기(만약 아르 자형입력 = 아르 자형그리고). 입력 먹다뼈S 입력저항의 반응성 성분인 는 작동 주파수 범위의 폭에 상당한 영향을 미칩니다.

산출 - 출력 전압의 공칭 값입니다. 유 아웃 = 유 2, 현재의 나 아웃 = 나 2, 출력 파워 P 출력 =P 2그리고 출력 저항. 출력 임피던스는 부하 임피던스보다 훨씬 낮아야 합니다. 입력 저항과 출력 저항은 모두 활성 상태이거나 반응성 구성 요소(유도성 또는 용량성)를 가질 수 있습니다. 일반적으로 이들 각각은 활성 및 반응성 구성 요소를 모두 포함하는 임피던스 Z와 동일합니다.

얻다 입력 매개변수에 대한 출력 매개변수의 비율을 말합니다. 전압이득이 차별화됨쿠= 유 2/ 유 1 , 현재 기준 케이 나는= 나는 2/ 나 1 그리고 힘 케이피= P2/ 피 1 .

증폭기 특성.

증폭기의 특성은 다양한 주파수와 모양의 신호를 어느 정도 정확도로 증폭하는 능력을 반영합니다. 가장 중요한 특징은 다음과 같습니다. 진폭, 진폭-주파수, 위상-주파수 및 전이.

쌀. 3. 진폭 특성.

진폭 특성은 입력에 공급되는 특정 주파수의 고조파 진동의 진폭에 대한 출력 전압의 진폭의 의존성입니다 (그림 3). 입력 신호는 최소값에서 최대값으로 변하며, 최소값의 레벨은 내부 노이즈 레벨을 초과해야 합니다. 유피 앰프 자체에 의해 생성됩니다. 이상적인 증폭기(간섭이 없는 증폭기)에서 출력 신호의 진폭은 입력 신호의 진폭에 비례합니다. 유 아웃= 케이*유입력 진폭 특성은 원점을 통과하는 직선 형태를 갖는다. 실제 앰프에서는 간섭을 제거하는 것이 불가능하므로 진폭 특성이 직선과 다릅니다.

쌀. 4. 진폭-주파수 응답.

진폭-그리고 위상 주파수 특성은 주파수에 대한 이득의 의존성을 반영합니다. 증폭기에 반응 요소가 있기 때문에 서로 다른 주파수의 신호가 불균등하게 증폭되고 출력 신호가 입력 신호에 대해 서로 다른 각도로 이동됩니다. 진폭-주파수 의존성 형태의 특성은 그림 4에 나와 있습니다.

작동 주파수 범위 증폭기는 계수의 계수가 포함되는 주파수 간격이라고 합니다. 케이 일정하게 유지되거나 미리 결정된 한도 내에서 변경됩니다.

위상 주파수 특성은 입력 신호의 위상에 대한 출력 신호의 위상 변이 각도의 주파수 의존성입니다.

증폭기의 피드백.

피드백 (OS) 신호 에너지가 더 높은 신호 레벨을 가진 회로에서 더 낮은 신호 레벨을 가진 회로로 전달되는 전기 회로 간의 연결을 호출합니다. 예를 들어 증폭기의 출력 회로에서 입력 회로로 또는 후속 단계에서 이전 단계로 것들. 피드백 증폭기의 블록 다이어그램은 그림 5에 나와 있습니다.

쌀. 5. 구조(왼쪽) 및 음전류 피드백이 있는 회로 다이어그램(오른쪽).

앰프의 출력에서 ​​입력으로의 신호 전송은 4포트 네트워크를 사용하여 수행됩니다. 안에. 4단자 피드백 네트워크는 수동 또는 능동, 선형 또는 비선형 요소로 구성된 외부 전기 회로입니다. 피드백이 전체 증폭기를 포괄하는 경우 피드백을 호출합니다. 일반적인:피드백이 앰프의 개별 단계나 부분을 포괄하는 경우 이를 피드백이라고 합니다. 현지의.따라서 그림은 일반적인 피드백이 있는 증폭기의 블록 다이어그램을 보여줍니다.

앰프 스테이지의 모델.

증폭기 마지막 폭포 - 증폭기 구조 단위 - 하나 이상의 활성(증폭) 요소와 일련의 수동 요소를 포함합니다. 실제로는 명확성을 높이기 위해 간단한 모델을 사용하여 복잡한 프로세스를 연구합니다.

교류 증폭을 위한 트랜지스터 캐스케이드 옵션 중 하나가 왼쪽 그림에 나와 있습니다. 트랜지스터 V1 읭읭공통 이미터 회로에 따라 연결된 유형. 입력 베이스-이미터 전압은 EMF가 있는 소스에 의해 생성됩니다. 전자 및 내부 저항 RC 원천. 저항은 기본 회로에 설치됩니다. 아르 자형 1 그리고 아르 자형 2 . 트랜지스터의 콜렉터는 소스의 음극 단자에 연결됩니다. E ~ 저항기를 통해 아르 자형에게그리고 아르 자형에프. 출력 신호는 컬렉터 및 이미터 단자에서 커패시터를 통해 가져옵니다. C 2 부하에 들어간다 아르 자형 N. 콘덴서 SF 저항기와 함께 RF 양식 RS -필터 링크( 긍정적인 피드백 - POS), 특히 공급 전압 리플을 완화하는 데 필요합니다(저전력 소스 사용). E ~내부 저항이 높음). 또한 장치의 안정성을 높이기 위해 이미 터 회로에 트랜지스터가 추가되었습니다. V1 (부정적인 피드백 - OOC)을 추가로 활성화할 수 있습니다. R.C. - 출력 신호의 일부가 증폭기 입력으로 다시 전송되는 것을 방지하는 필터. 이러한 방식으로 장치의 자가 여기 효과를 피할 수 있습니다. 대개 인위적으로 만들어진 외부 환경 보호 좋은 증폭기 매개변수를 얻을 수 있지만 이는 일반적으로 직류 또는 저주파 증폭에만 적용됩니다.

바이폴라 트랜지스터를 기반으로 한 저주파 증폭 회로.

OE가 있는 회로에 연결된 바이폴라 트랜지스터를 기반으로 하는 증폭 스테이지는 가장 일반적인 비대칭 증폭기 중 하나입니다. 개별 요소로 만들어진 이러한 캐스케이드의 개략도가 아래 그림에 나와 있습니다.

이 회로에서 저항은 Rк , 트랜지스터의 주 회로에 포함되어 콜렉터 전류를 제한하고 필요한 이득을 제공하는 역할을 합니다. 전압 분배기 사용 R1R2 클래스 A 증폭 모드에 필요한 트랜지스터 VT의 베이스에 초기 바이어스 전압을 설정합니다.

체인 ReSe 휴지점의 이미터 열 안정화 기능을 수행합니다. 커패시터 C1 그리고 C2 직류 부품과 교류 부품을 분리하고 있습니다. 콘덴서 Se 저항을 우회한다 답장 교류에 따르면, 용량 이후 Se 중요한.

일정한 진폭의 신호가 서로 다른 주파수에서 전압 증폭기의 입력에 적용되면 커패시터의 저항이 신호의 주파수에 따라 출력 전압이 변경됩니다. C1 , C2 주파수마다 다릅니다.

신호 주파수에 대한 이득의 의존성을 다음과 같이 부릅니다. 진폭-주파수 증폭기 특성(주파수 응답).

저주파 증폭기 가장 널리 적용하다 오디오 정보를 전달하는 신호를 증폭하기 위해 이 경우 오디오 주파수 증폭기라고도 하며 ULF는 측정 기술 및 결함 감지 등 다양한 분야에서 정보 신호를 증폭하는 데 사용됩니다. 자동화, 원격 기계 및 아날로그 컴퓨터 기술; 다른 전자 산업에서. 오디오 증폭기는 일반적으로 다음으로 구성됩니다. 프리앰프 그리고 파워 앰프 (정신). 프리앰프 전력 및 전압을 높이고 최종 전력 증폭기 작동에 필요한 값으로 가져 오도록 설계되었으며 종종 볼륨 조절기, 톤 조절기 또는 이퀄라이저가 포함되며 때로는 구조적으로 별도의 장치로 설계될 수도 있습니다.

증폭기 부하(소비자) 회로에 지정된 전기 진동 전력을 전달해야 합니다. 그 부하는 음향 방출기일 수 있습니다: 음향 시스템(스피커), 헤드폰(헤드폰); 라디오 방송 네트워크 또는 라디오 송신기 변조기. 저주파 증폭기는 모든 사운드 재생, 녹음 및 라디오 방송 장비의 필수적인 부분입니다.

증폭기 스테이지의 작동은 트랜지스터가 T자형 등가 회로로 대체된 등가 회로(아래 그림)를 사용하여 분석됩니다.

이 등가 회로에서는 트랜지스터에서 발생하는 모든 물리적 프로세스가 아래에 주어진 트랜지스터의 소신호 H-파라미터를 사용하여 고려됩니다.

증폭기에 전원을 공급하기 위해 내부 저항이 낮은 전압 소스가 사용되므로 입력 신호와 관련하여 저항이 R1 그리고 R2 병렬로 포함되어 있으며 동등한 것으로 대체될 수 있습니다. Rb = R1R2/(R1+R2) .

저항 값을 선택하는 중요한 기준 다시, R1 그리고 R2 트랜지스터의 정적 작동 모드의 온도 안정성을 보장하는 것입니다. 온도에 대한 트랜지스터 매개변수의 상당한 의존성으로 인해 콜렉터 전류가 제어되지 않게 변경됩니다. 익 , 그 결과 증폭된 신호의 비선형 왜곡이 발생할 수 있습니다. 정권의 최상의 온도 안정화를 달성하려면 저항을 높이는 것이 필요합니다. 답장 . 그러나 이로 인해 공급 전압을 높여야 합니다. 이자형 그리고 그것으로부터 소비되는 전력을 증가시킵니다. 저항의 저항을 감소시킴으로써 R1 그리고 R2 전력 소비도 증가하여 회로 효율이 감소하고 증폭기 단의 입력 저항이 감소합니다.

통합 DC 증폭기.

통합 증폭기(op-amp)는 가장 일반적인 범용 마이크로회로(IC)입니다. 연산 증폭기는 외부 회로를 사용하여 지정된 알고리즘에 따라 아날로그 신호를 처리할 수 있는 매우 안정적인 품질 표시기를 갖춘 장치입니다.

연산 증폭기(op-amp) - 통합 다단계 DC 증폭기 (UPT), 전기 매개변수에 대한 다음 요구 사항을 충족합니다.

· 전압 이득은 무한대인 경향이 있습니다.

· 입력 저항은 무한대 경향이 있습니다.

· 출력 저항은 0이 되는 경향이 있습니다.

· 입력 전압이 0이면 출력 전압도 0입니다. Uin = 0, Uout = 0;

· 증폭된 주파수의 끝없는 대역.

연산 증폭기에는 반전 및 비반전의 두 가지 입력과 하나의 출력이 있습니다. UPT의 입력 및 출력은 신호 소스 및 외부 부하 유형(불균형, 대칭) 및 저항 값을 고려하여 만들어집니다. 많은 경우, AC 증폭기와 마찬가지로 DC 증폭기는 DC 증폭기가 신호 소스에 미치는 영향을 줄이기 위해 높은 입력 임피던스를 제공하고, DC 증폭기의 출력 신호에 대한 부하의 영향을 줄이기 위해 낮은 출력 임피던스를 제공합니다.

그림 1은 반전 증폭기의 회로를 보여주고 그림 2는 비반전 증폭기의 회로를 보여줍니다. 이 경우 이득은 다음과 같습니다.

Kiou를 반전시키는 경우 = Roс / R1

비반전의 경우 Know = 1 + Roс / R1



반전 증폭기는 전압이 병렬인 OOS로 덮여 있어 Rin과 Rout이 감소합니다. 비반전 증폭기는 전압 계열 피드백 루프로 덮여 있어 Rin이 증가하고 Rout이 감소합니다. 이러한 연산 증폭기를 기반으로 아날로그 신호 처리를 위한 다양한 회로를 구축할 수 있습니다.

UPT에는 최저 및 최고 입력 저항에 대한 높은 요구 사항이 적용됩니다. 입력 신호의 일정한 전압에 따른 UPT 출력 전압의 자발적인 변화를 호출합니다. 증폭기 드리프트 . 드리프트의 원인은 회로 공급 전압의 불안정성, 트랜지스터 및 저항기 매개변수의 온도 및 시간 불안정성입니다. 이러한 요구 사항은 모든 공통 모드 간섭을 억제하고 높은 입력 임피던스를 제공하는 차동 회로를 사용하여 첫 번째 단계가 조립된 연산 증폭기에 의해 충족됩니다. 이 캐스케이드는 공통 모드 간섭 억제를 향상시키는 GCT(안정 전류 생성기)가 이미터(소스) 회로에 연결된 전계 효과 트랜지스터 및 복합 트랜지스터에 조립될 수 있습니다. 입력 저항을 높이기 위해 깊은 직렬 OOS와 높은 컬렉터 부하가 사용됩니다(이 경우 Jin은 0이 되는 경향이 있음).

DC 증폭기는 시간이 지남에 따라 천천히 변하는 신호, 즉 등가 주파수가 0에 가까워지는 신호를 증폭하도록 설계되었습니다. 그러므로 UPT는 다음을 갖추어야 합니다. 진폭-주파수 응답 왼쪽 그림과 같은 형태로. 연산 증폭기의 이득은 매우 높기 때문에 깊은 네거티브 피드백이 적용되는 경우에만 증폭기로 사용이 가능합니다(네거티브 피드백이 없는 경우 연산 증폭기 입력에서 극히 작은 "잡음" 신호라도 연산 증폭기 출력에서 ​​포화 전압에 가까운 전압을 생성합니다.

연산 증폭기의 역사는 합산, 적분 등과 같은 다양한 수학적 연산을 구현하기 위해 아날로그 컴퓨팅 기술에 직류 증폭기가 사용되었다는 사실과 관련이 있습니다. 현재 이러한 기능은 중요성을 잃지 않았지만 단지 연산 증폭기의 가능한 응용 프로그램 목록 중 작은 부분입니다.

전력 증폭기.

어떤가요? 증폭기- 또한 간략하게 MIND라고 부르겠습니다. 위의 내용을 바탕으로 증폭기의 블록 다이어그램은 세 부분으로 나눌 수 있습니다.

  • 입력단계
  • 중급
  • 출력단(파워앰프)

이 세 부분은 모두 하나의 작업을 수행합니다. 즉, 낮은 임피던스 부하(다이내믹 헤드 또는 헤드폰)를 구동할 수 있는 수준으로 모양을 변경하지 않고 출력 신호의 전력을 높이는 것입니다.

있다 변신 로봇그리고 변압기가 없는마음 회로.

1. 변압기 전력 증폭기.

고려해 봅시다 단일 사이클 변신 로봇정신, 트랜지스터는 OE가 있는 회로에 따라 연결됩니다(왼쪽 그림).

트랜스포머 TP1과 TP2는 각각 증폭기의 부하 및 출력 임피던스와 증폭기의 입력 임피던스를 입력 신호 소스의 임피던스와 일치시키도록 설계되었습니다. 요소 R과 D는 트랜지스터의 초기 작동 모드를 제공하고 C는 트랜지스터 T에 공급되는 가변 구성 요소를 증가시킵니다.

변압기는 전력 증폭기의 바람직하지 않은 요소이기 때문입니다. 크기와 무게가 크고 제조가 상대적으로 어렵기 때문에 현재 가장 널리 보급되어 있습니다. 변압기가 없는전력 증폭기.

2. 무변압기 전력 증폭기.

고려해 봅시다 푸시풀 PA다양한 유형의 전도성을 갖는 바이폴라 트랜지스터. 위에서 언급했듯이 출력 신호의 모양을 변경하지 않고 출력 신호의 전력을 높이는 것이 필요합니다. 이를 위해 PA의 직접 전원 전류를 가져와 교류로 변환하지만, 아래 그림과 같이 출력 신호의 모양이 입력 신호의 모양을 반복하는 방식입니다.

트랜지스터의 상호 컨덕턴스 값이 충분히 높으면 변압기를 사용하지 않고도 1Ω 부하에서 작동하는 회로를 구성할 수 있습니다. 이러한 증폭기는 중간점이 접지된 양극 전원 공급 장치로 구동되지만 단극 전원 공급 장치용 회로를 구성하는 것도 가능합니다.

보완의 개략도 이미터 팔로워 - 추가 대칭을 갖춘 증폭기 - 왼쪽 그림에 표시됩니다. 동일한 입력 신호가 주어지면 양의 반주기 동안 전류가 npn 트랜지스터를 통해 흐릅니다. 입력 전압이 음수이면 pnp 트랜지스터를 통해 전류가 흐릅니다. 두 트랜지스터의 이미터를 결합하고 공통 부하로 로드하고 결합된 베이스에 동일한 신호를 공급함으로써 푸시풀 전력 증폭 스테이지를 얻습니다.

트랜지스터의 포함과 작동에 대해 자세히 살펴 보겠습니다. 증폭기의 트랜지스터는 클래스 B 모드에서 작동합니다. 이 회로에서 트랜지스터의 매개변수는 절대적으로 동일해야 하지만 평면 구조는 반대입니다. 증폭기 입력에 양의 반파장 전압이 수신될 때 우인 트랜지스터 T1 , 증폭 모드에서 작동하고 트랜지스터 T2 - 컷오프 모드에서. 음의 반파가 도달하면 트랜지스터의 역할이 전환됩니다. 개방형 트랜지스터의 베이스와 이미터 사이의 전압은 작기 때문에(약 0.7V), 전압은 유아웃 전압에 가깝다 우인 . 그러나 트랜지스터 입력 특성의 비선형성의 영향으로 출력 전압이 왜곡되는 현상이 나타난다. 비선형 왜곡 문제는 기본 회로에 초기 바이어스를 적용하여 캐스케이드를 AB 모드로 전환함으로써 해결됩니다.

해당 증폭기의 경우 부하에 걸쳐 가능한 최대 전압 진폭은 다음과 같습니다. 음 동일 이자형 . 따라서 가능한 최대 부하 전력은 다음 식에 의해 결정됩니다.

최대 부하 전력에서 증폭기는 다음 식에 의해 결정되는 전원 공급 장치의 전력을 소비한다는 것을 알 수 있습니다.

위의 내용을 바탕으로 가능한 최대값을 얻습니다. UM 효율 계수: n 최대 = 피 n.최대/ 피 소비최대 = 0,78.

관련 출판물