トランジスタを使用したシンプルな自励式電圧コンバータです。 高出力昇圧トランス電圧コンバータ小型ネットワーク電圧コンバータ

もちろん、この装置は非常に原始的なもので、どちらかというと頭の体操になります。 より安定した動作を実現するには、シャットダウンしきい値をより正確に維持する単純な制御回路を追加する必要があります。

自己発振器に基づく単純な電圧コンバータの回路図は、トランジスタを使用して構築されます。

自励式発電機 (自励発振器) は通常、正のフィードバックを使用して電気振動を励起します。 負の動的抵抗を持つ能動素子をベースにした自己発振器もありますが、実際にはコンバータとしては使用されません。

単段電圧コンバータ

自励発振器に基づく単段電圧コンバータの最も単純な回路を図に示します。 1. このタイプのジェネレーターはブロッキング ジェネレーターと呼ばれます。 発振が発生する条件を確保するための位相シフトは、巻線をある程度含めることによって確保されます。

米。 1. 変圧器フィードバックを備えた電圧コンバータの図。

2N3055 トランジスタの類似品は KT819GM です。 ブロッキング ジェネレーターを使用すると、大きなデューティ サイクルで短いパルスを受信できます。 これらのパルスの形状は長方形に近いです。

ブロッキング発生器の発振回路の静電容量は、一般に小さく、巻線間静電容量と実装静電容量によって決まります。 ブロッキング発振器の最大生成周波数は数百 kHz です。 このタイプの発電機の欠点は、電源電圧の変化に対する発電周波数の顕著な依存性です。

コンバータトランジスタのベース回路の抵抗分割器(図1)は、初期バイアスを生成するように設計されています。 変圧器フィードバックを備えたコンバータのわずかに変更されたバージョンを図に示します。 2.

米。 2. 自励発振コンバータに基づく高電圧電圧源のメイン (中間) ブロックの図。

自己発振器は約 30 kHz の周波数で動作します。 コンバータの出力では、最大 1 kV の振幅の電圧が生成されます (変圧器の昇圧巻線の巻数によって決まります)。

トランス T1 は、M2000NM1 (M1500NM1) フェライトで作られた装甲コア B26 に挿入された誘電体フレーム上に作られています。 一次巻線には 6 つの巻線が含まれています。 二次巻線 - 直径 0.18 mm (0.12...0.23 mm) の PELSHO ワイヤを 20 回巻きます。

700 ～ 800 V の出力電圧を達成するための昇圧巻線には、直径 0.1 mm の PEL ワイヤが約 1800 回巻かれています。 巻線中に400回転ごとに、コンデンサ紙で作られた誘電体パッドが配置され、層にはコンデンサまたはトランスオイルが含浸されます。 コイル端子にはパラフィンが充填されています。

このコンバータは、高電圧発生の後続段階 (放電器やサイリスタなど) に電力を供給するための中間コンバータとして使用できます。

次の電圧コンバータ (USA) も単一のトランジスタで作られています (図 3)。 ベース バイアス電圧の安定化は、3 つの直列接続されたダイオード VD1 ～ VD3 (順方向バイアス) によって実行されます。

米。 3. 変圧器フィードバックを備えた電圧コンバータの図。

トランジスタ VT1 のコレクタ接合はコンデンサ C2 によって保護されており、さらにダイオード VD4 とツェナー ダイオード VD5 のチェーンがトランス T1 のコレクタ巻線に並列に接続されています。

ジェネレータは、長方形に近い形状のパルスを生成します。 発生周波数は１０ｋＨｚであり、コンデンサＳＺの容量値によって決まる。 2N3700 トランジスタの類似品は KT630A です。

プッシュプル電圧コンバータ

プッシュプルトランス電圧コンバータの回路を図に示します。 4. トランジスタ 2N3055 - KT819GM のアナログ。 高電圧コンバータの変圧器 (図 4) は、テレビのライン変圧器をベースにするだけでなく、断面が円形または長方形のフェライト オープン コアを使用して作成できます。

直径 8 mm の円形フェライト コアを使用する場合、高電圧巻線の巻数は、必要な出力電圧に応じて、直径 0.15 ～ 0.25 mm のワイヤで 8000 巻に達することがあります。 コレクタ巻線には、直径 0.5 ～ 0.8 mm のワイヤが 14 回巻かれています。

米。 4. トランスフィードバックを備えたプッシュプルコンバータのスキーム。

米。 5. 変圧器フィードバックを備えた高電圧コンバータ回路の変形。

フィードバック巻線 (ベース巻線) には、同じワイヤが 6 回巻かれています。 巻線を接続するときは、その位相を観察する必要があります。 コンバータの出力電圧は最大 8 kV です。

コンバータトランジスタとしては、国産トランジスタ、例えばＫＴ８１９等を使用することができる。

同様の電圧コンバータの回路の変形例を図に示します。 5. 主な違いは、トランジスタのベースへのバイアス供給回路にあります。

一次（コレクタ）巻線の巻き数は直径 1.29 mm で 2x5 巻き、二次巻線 - 直径 0.64 mm で 2x2 巻きです。 コンバータの出力電圧はブースト巻線の巻数によって完全に決まり、10 ～ 30 kV に達することがあります。

A. Chaplygin の電圧コンバータには抵抗が含まれていません (図 6)。 5 6 バッテリーで駆動され、12 V の電圧で最大 1 A を負荷に供給できます。

米。 6. 5V バッテリーで駆動されるシンプルな高効率電圧コンバータの回路図。

整流ダイオードは発振器トランジスタの接合部です。 このデバイスは、1 V に低下した電源電圧でも動作できます。

低電力コンバータのオプションとして、KT208、KT209、KT501 などのトランジスタを使用できます。 最大負荷電流は、トランジスタの最大ベース電流を超えてはなりません。

ダイオード VD1 および VD2 はオプションですが、これらを使用すると、出力で負極性の追加電圧 4.2 V を得ることができます。 デバイスの効率は約 85% です。 トランス T1 は K18x8x5 2000NM1 リングで作られています。 巻線 I と II にはそれぞれ 6 巻があり、III と IV にはそれぞれ 10 巻の PEL-2 0.5 ワイヤがあります。

三点誘導コンバータ

電圧コンバータ (図 7) は誘導 3 点回路に従って作られており、高抵抗の抵抗を測定することを目的としており、出力で 120 ～ 150 V の不安定な電圧を得ることができます。

コンバータによって消費される電流は、供給電圧 4.5 V で約 3 ～ 5 mA です。このデバイスの変圧器は、BTK-70 テレビ変圧器に基づいて作成できます。

米。 7. 誘導性 3 トン回路に基づく電圧コンバータの図。

その二次巻線が取り外され、その代わりにコンバータの低電圧巻線が巻かれます - 0.19...0.23 mmのPEV-1ワイヤが90ターン（それぞれ45ターンの2層）巻き付けられます。 70ターン目からは図に従って下から分岐します。 抵抗 R1 は 12...51 kΩ です。

電圧変換器 1.5V/-9V

米。 8. 1.5 V/-9 V 電圧変換回路。

コンバーター (図 8) は、容量性正帰還 (C2、SZ) を備えたシングルサイクル緩和ジェネレーターです。 トランジスタ VT2 のコレクタ回路には、昇圧単巻変圧器 T1 が含まれています。

コンバータは整流ダイオード VD1 の逆接続を使用します。 トランジスタ VT2 が開いているとき、電源電圧 Un が単巻変圧器の巻線に印加され、電圧パルスが単巻変圧器の出力に現れます。 ただし、この時点では逆接続されたダイオード VD1 が閉じられ、負荷はコンバータから切り離されます。

一時停止の瞬間、トランジスタが閉じると、巻線 T1 の電圧の極性が反転し、ダイオード VD1 が開き、整流された電圧が負荷に印加されます。

後続のサイクルで、トランジスタ VT2 がオフになると、フィルタ コンデンサ (C4、C5) が負荷を通じて放電され、直流電流が流れるようになります。 この場合、単巻変圧器 T1 の昇圧巻線のインダクタンスが平滑フィルタ チョークの役割を果たします。

トランジスタ VT2 の直流による単巻変圧器コアの磁化を除去するには、フィードバック分圧器でもあるコンデンサ C2 と S3 を巻線と並列に接続することで単巻変圧器コアの磁化反転を利用します。

トランジスタ VT2 が閉じると、一時停止中にコンデンサ C2 と SZ がトランス巻線の一部を通じて放電され、放電電流によってコア T1 の磁化が反転します。

生成周波数は、トランジスタ VT1 のベースの電圧に依存します。 出力電圧の安定化は、R2 を介した定電圧の負帰還 (NFB) により行われます。

出力電圧が低下すると、生成されるパルスの周波数はほぼ同じ持続時間で増加します。 その結果、フィルタコンデンサC4およびC5を再充電する周波数が増加し、負荷両端の電圧降下が補償されます。 出力電圧が増加すると、逆に発生頻度は減少します。

したがって、蓄積コンデンサ C5 を充電した後、生成周波数は数十分の 1 に低下します。 まれなパルスだけが残り、休止モードでのコンデンサの放電を補償します。 この安定化方法により、コンバータの静止電流を0.5mAまで低減することができました。

効率を高めるには、トランジスタ VT1 と VT2 のゲインを可能な限り高くする必要があります。 単巻変圧器の巻線は、2000NM 材質の K10x6x2 フェライト リングに巻かれており、(「接地」端子から数えて) 50 回目以降にタップが付いた PEL-0.08 ワイヤが 300 回巻かれています。 ダイオード VD1 は高周波であり、逆電流が小さい必要があります。 コンバータの設定は、結局のところ、抵抗 R2 を選択して出力電圧を -9 V に設定することになります。

PWM制御付き電圧コンバータ

図では、 図9に、パルス幅制御を備えた安定化電圧コンバータの回路を示します。 バッテリー電圧が 9...12 から 3V に低下しても、コンバータは動作を続けます。 このようなコンバータは、バッテリ駆動の機器に最も適していることがわかります。

スタビライザーの効率は少なくとも 70% です。 電源電圧がコンバータの安定化出力電圧を下回っても安定化は維持されますが、従来の電圧安定化装置ではこれを実現できません。 この電圧変換器に使用されている安定化の原理。

米。 9. PWM制御を備えた安定化電圧コンバータの図。

コンバータがオンになると、抵抗 R1 を流れる電流によってトランジスタ VT1 が開き、そのコレクタ電流が変圧器 T1 の巻線 II を通って流れ、強力なトランジスタ VT2 が開きます。 トランジスタ VT2 は飽和モードになり、変圧器の巻線 I を流れる電流は直線的に増加します。

エネルギーは変圧器に蓄えられます。 しばらくすると、トランジスタ VT2 がアクティブ モードに切り替わり、変圧器の巻線に自己誘導起電力が発生します。その極性は、印加される電圧と逆になります (変圧器の磁気回路は飽和しません)。

トランジスタ VT2 は雪崩のように閉じ、巻線 I の自己誘導起電力がダイオード VD2 を介してコンデンサ S3 を充電します。 コンデンサ C2 は、トランジスタをより正確に閉じるのを促進します。 その後、このプロセスが繰り返されます。

しばらくすると、コンデンサ SZ の電圧が上昇しすぎてツェナー ダイオード VD1 が開き、トランジスタ VT1 のベース電流が減少し、ベース電流が減少するため、トランジスタ VT2 のコレクタ電流も減少します。

トランスに蓄積されるエネルギーはトランジスタVT2のコレクタ電流によって決まるため、コンデンサSZの電圧のそれ以上の上昇は停止する。 コンデンサは負荷を通じて放電されます。 したがって、コンバータの出力では一定の電圧が維持されます。 出力電圧はツェナーダイオード VD1 によって設定されます。 変換周波数は 20 ～ 140 kHz の範囲で変化します。

電圧変換器 3-12V/+15V、-15V

電圧コンバータの回路を図に示します。 図１０に示す回路は、負荷回路が制御回路から電気的に絶縁されている点で異なる。 これにより、複数の安定した二次電圧を得ることができます。 フィードバック回路で統合リンクを使用すると、二次電圧の安定性が向上します。

米。 10. バイポーラ出力15+15Vの安定化電圧コンバータの回路。

変換周波数は、電源電圧が低下するにつれてほぼ直線的に低下します。 この状況により、コンバータ内のフィードバックが強化され、二次電圧の安定性が高まります。

二次回路の平滑コンデンサの電圧は、変圧器から受信したパルスのエネルギーに依存します。 抵抗器 R2 の存在により、蓄積コンデンサ C3 の電圧はパルス繰り返し率に依存し、依存度 (傾き) はこの抵抗器の抵抗によって決まります。

したがって、トリミング抵抗 R2 を使用すると、電源電圧の変化に対する二次巻線の電圧の変化の依存性を適切に設定できます。 電界効果トランジスタ VT2 は電流安定化装置です。 コンバータの効率は 70 ～ 90% に達することがあります。

4...12 Vの電源電圧での出力電圧の不安定性は0.5%以下であり、周囲温度が-40℃から+50℃に変化した場合でも1.5%以下です。 最大負荷電力は2Wです。

コンバータをセットアップするとき、抵抗 R1 と R2 は最小抵抗位置に設定され、等価負荷 RH が接続されます。 12 V の電源電圧がデバイスの入力に供給され、抵抗 R1 を使用して負荷 Rн の両端に 15 V の電圧が設定されます。次に、電源電圧が 4 V に低下し、抵抗 R2 を使用して、このプロセスを数回繰り返すことにより、安定した出力電圧が得られます。

巻線 I と II、およびトランスの磁気回路は、両方のコンバータ オプションで同じです。 巻線は、1500NM フェライトで作られた外装磁気コア B26 に巻かれています。 巻線 I には 8 回の PEL ワイヤ 0.8 が含まれ、巻線 II には 6 回の PEL ワイヤ 0.33 が含まれています (巻線 III と IV はそれぞれ 15 回の PEL ワイヤ 0.33 mm で構成されています)。

小型ネットワーク電圧変換器

入手可能な要素から作られた単純な小型主電源電圧コンバータの図を図に示します。 11. このデバイスは、トランジスタ VT1 (KT604、KT605A、KT940) に基づく従来のブロッキング発生器に基づいています。

米。 11.ブロッキング発電機に基づ​​く降圧電圧コンバータのスキーム。

T1 トランスは、M2000NN フェライト製の B22 装甲コアに巻かれています。 巻線 Ia および Ib には、0.1 mm の PELSHO ワイヤが 150+120 回巻かれています。 巻線 II には、PEL ワイヤ 0.27 mm が 40 ターン、III - PELSHO ワイヤ 0.1 mm が 11 ターンあります。 最初に Ia 巻線、次に II、次に lb 巻線、最後に III 巻線が巻かれます。

この電源は負荷の短絡や破損の心配はありませんが、電圧リップル係数が高く、効率が低く、出力電力が低く (最大 1 W)、重大なレベルの電磁干渉があります。 コンバータは、120 6 の電圧の直流電源から電力を供給することもできます。この場合、抵抗 R1 と R2 (およびダイオード VD1) を回路から除外する必要があります。

低電流電圧コンバータ 440V

ガス放電型ガイガーミュラー計数管に電力を供給するための低電流電圧コンバータは、図の回路に従って組み立てることができます。 12. コンバータは、追加のブースト巻線を備えたトランジスタ ブロッキング ジェネレータです。 この巻線からのパルスは、整流ダイオード VD2、VD3 を介してコンデンサ SZ を 440 V の電圧まで充電します。

SZ コンデンサは、動作電圧が少なくとも 500 V のマイカまたはセラミックでなければなりません。ブロッキング ジェネレータのパルスの持続時間は約 10 μs です。 パルス繰り返し速度 (数十 Hz) は、回路 R1、C2 の時定数に依存します。

米。 12. ガス放電型ガイガーミュラー計数器に電力を供給するための低電流電圧コンバータの回路。

T1 トランスの磁気コアは、2 つの K16x10x4.5 3000NM フェライト リングを接着して作られており、ニスを塗った布、テフロン、またはフッ素樹脂の層で絶縁されています。

まず、巻線 III を PEV-2 0.07 ワイヤで 420 回一括して巻いて、磁気回路を均一に満たします。 絶縁層は巻線 III の上に配置されます。 巻線 I (8 ターン) と II (3 ターン) は、この層の上にワイヤで巻かれますが、リングの周りにできるだけ均等に分布する必要があります。

巻線の正しい位相に注意する必要があり、これは最初の電源を入れる前に行う必要があります。 負荷抵抗が数 MOhms 程度である場合、コンバータは 0.4 ～ 1.0 mA の電流を消費します。

フラッシュに電力を供給するための電圧コンバータ

電圧コンバータ (図 13) はフラッシュに電力を供給するように設計されています。 トランス T1 は、2 つの K40x28x6 パーマロイ リングを折り重ねた磁気コア上に作られています。 トランジスタ VT1 のコレクタ回路巻線は 16 巻 PEV-2 0.6 mm です。 その基本回路は同じワイヤを 12 回巻いたものです。 ステップアップ巻線には 400 ターンの PEV-2 0.2 が含まれています。

米。 13. フォトフラッシュ用電圧変換回路。

ネオンランプHL1は蛍光灯スターターから使用しています。 コンバータの出力電圧は、フラッシュ コンデンサの両端で 50 秒以内に 200 V までスムーズに増加します。 デバイスは最大 0.6 A の電流を消費します。

電圧変換器 PN-70

以下で説明するデバイスの基礎となる PN-70 電圧コンバータは、フラッシュ ランプに電力を供給するように設計されています (図 14)。 通常、インバータバッテリのエネルギーは最小限の効率で使用されます。

ライトの点滅頻度に関係なく、発電機は継続的に動作するため、大量のエネルギーを消費し、バッテリーが放電します。

米。 14.修正された電圧コンバータPN-70のスキーム。

O. Panchik は、ダーリントン回路に従って、コンバータの出力で抵抗分圧器 R5、R6 をオンにし、そこからの信号をツェナー ダイオード VD1 を介してトランジスタ VT1 ～ VTZ で作られた電子スイッチに送信することにより、コンバータをスタンバイ モードに切り替えることに成功しました。 。

フラッシュ コンデンサ (図には示されていません) の電圧が抵抗 R6 の値によって決まる公称値に達するとすぐに、ツェナー ダイオード VD1 がブレークスルーし、トランジスタ スイッチが電源バッテリ (9 V) を電源から切り離します。コンバーター。

自己放電またはフラッシュランプへのコンデンサの放電の結果としてコンバータの出力電圧が低下すると、ツェナーダイオード VD1 が電流を流すことを停止し、スイッチがオンになり、それに応じてコンバータがオンになります。 トランジスタ VT1 は、50x22x0.5 mm の銅製ラジエーターに取り付ける必要があります。

トランジスタを使用した昇圧変圧器電圧コンバータは、220 V 50 Hz ネットワークを置き換えてネットワーク機器やデバイスに電力を供給するために、非定常およびフィールド条件で広く使用されています。

このようなコンバータは、6 ～ 24 V の電圧のバッテリまたは DC 発電機から電力を供給された場合、ユニットから数百ワットまでの出力電力を提供する必要があります。

通常、自己発電コンバータまたは外部励磁を備えた変圧コンバータが高電圧電圧コンバータとして使用されます。

12Bの直流電圧を220Vの交流電圧に変換するプッシュプルトランス自励発振器の例を図に示します。 10.1. コンバータは、増加した変換周波数 - 500 Hz (負荷時)、アイドル時 700 Hz で動作します。 コンバータ効率は約 75% です。 このようなコンバータは、主に、はんだごてや照明ランプなどの能動負荷に電力を供給するために使用できます。 出力電力は最大 40 W です。

抵抗 R1 はベース電流制限器です。 回路 R2、C1 は、発電機の電源がオンになった瞬間にトリガー電流パルスを生成します。 チョーク L1 DPM-0.4 は、より高い周波数 (10 kHz 以上) でのコンバータの自励の可能性を低減します。

トランス T1 には垂直走査トランス (TVK) の磁気コアが使用されています。 全ての巻線が巻き戻されます。 巻線 I および II には、PEV 0.6 ～ 0.8 のワイヤが 30 回巻かれています。 巻線 III には 20 ターンのワイヤ PEV 0.16 ～ 0.2 が含まれています。 巻線 IV - 同じワイヤを 1000 回巻きます。 巻線 I と II は 2 つのワイヤで同時に巻かれます。 ワインディングIII

米。 10.1. 中電力用電圧変換回路

米。 10.2. 電源電圧変換回路

コイルもぐるりと巻かれています。 ワインディング IV - フレーム上に均等に重ねられます。

昇圧変圧器バッテリ電圧コンバータ (図 10.2) を使用すると、220 V 50 Hz の出力電圧を得ることができ、12 V の電圧で 5 A[^ 0.2] の電流を消費します。

このデバイスは、マルチバイブレータ回路に従って作成された方形パルスのマスター ジェネレータに基づいており、その典型的な回路は前に図で示したものです。 1.1. この発電機の動作周波数は 50 Hz である必要があります。 マスターオシレータの出力電力が小さいため、2 段のパワーアンプがマルチバイブレータの出力に接続され、最大 1000 倍の電力ゲインが可能になります。

低周波昇圧トランス T1 はアンプ出力でオンになります。 ダイオード VD1 および VD2 は、コンバータの出力トランジスタが誘導性負荷で動作するときにそれらを保護します。

トランス T1 としては、TAN や G/7/7 などのユニファイドトランスを使用できます。 トランジスタ VT1 と VT4 は KT819GM (ラジエーター付き) に置き換えることができます。 VT2 および VT3 - KT814、KT816、KT837; ダイオード VD1 および VD2 - D226。

12 B DC から 220 V AC へのコンバータ (図 10.3) は、100 Bt の出力電力を提供できます。 コンバータの最大出力電力は 100 W、効率は最大 50% です。

米。 10.4. シンプルな電圧変換回路

マスターオシレータは、トランジスタ VT2 と VT3 (KT815) で作られた伝統的な対称マルチバイブレータの回路に従って作られています。 コンバータの出力段は、複合トランジスタ VT1 および VT4 (KT825) を使用して組み立てられます。 これらのトランジスタは、絶縁ガスケットなしで一般的なラジエーターに取り付けられます。

デバイスはバッテリーから最大 20 L の電流を消費します。

電源トランスは既製の100Wネットワークトランスを使用しました（鉄心中央部の断面積は約10cm^）。 それぞれ 8 B/10 L の定格を持つ 2 つの二次巻線が必要です。

マスターオシレータの動作周波数が50 Hzに等しくなるように、抵抗R3とR4の値が選択されます。

増加した電力電圧コンバータはバッテリから電力を供給され (図 10.5)、出力で周波数 50 Hz の 220 V の交流電圧を得ることができます。 負荷電力は 200 W に達することがあります。

トランス T1 はテープ磁気コア ШЛ12х20 に巻かれています。 一次巻線には 500 ターンの PEV-2 0.21 が含まれており、中央からタップされています。 制御巻線には、直径 0.4 mm の同じワイヤが 30 回巻かれています。

トランス T2 - これもテープ磁気回路 ShL32x38 です。 一次巻線には、中央からタップされた 96 ターンの PEV-2 2.5 ワイヤが含まれています。 二次巻線には、直径 0.56 mm の PEV-2 ワイヤが 920 回巻かれています。

出力トランジスタは面積200cm^のラジエーターに搭載されています。 大電流の電流リード線の断面積は少なくとも 4 mm^ でなければなりません。

コンバーターの動作は 6ST60 バッテリーでテストされました。

次のデバイスは、車載ネットワークから 12 V の定電圧で電気シェーバーに電力を供給するように設計されています (図 10.6)。 負荷時には約 2.5 u4 の電流を消費します。

コンバータでは、トリガー DD1.1 のマスター オシレーターが 100 Hz の周波数を生成します。 次に、DDI.2 トリガーの分周器がそれを 2 倍に減らし、トランジスタ VT1、VT2 のプリアンプがトランス T1 に負荷されたトランジスタ VT3、VT4 のパワーアンプをスイングさせます。 マスターオシレータの周波数安定性は、電源電圧が 6 から 15 S に変化しても 5% 以下です。分周器は同時にバランの役割も果たし、コンバータの出力電圧の形状を改善することができます。 DDI チップ K561TM2 (564TM2) とプリアンプ トランジスタには、フィルター R9、SZ、および C4 を介して電力が供給されます。 トランス T1 の二次巻線とコンデンサ C5 および負荷は、約 50 Hz の共振周波数を持つ発振回路を形成します。

米。 10.5。 高出力電圧コンバータ回路

米。 10.6。 電気シェーバーに電力を供給するための電圧変換回路

変圧器 T1 は、電力 30 ... 50 W のネットワーク変圧器に基づいて作成できます。 以前に存在していたすべての二次巻線が変圧器から取り外され (ネットワークが新しい二次巻線として機能します)、その代わりに、2 つの半巻線が直径 1.25 mm の PEL または PEV-2 ワイヤで巻かれます。巻数は、220 V における左側の巻線に対して約 20 の変圧比に対応します。高電圧巻線の巻数が不明な場合、低電圧巻線の巻数は次のように実験的に決定されます。コンバータの出力で 220 V の電圧が得られるまでの巻き数を選択します。

コンデンサ C5 の容量は、接続した負荷で最大の出力電圧が得られる条件から選択されます。

コンバータ回路 (図 10.6) は、V. Karavkin によって簡略化されました。 改良はマスターオシレーターのみに影響を及ぼしました。マスターオシレーターの回路を図に示します。 10.7。 この発電機は 50 Hz の周波数で動作します。

AC 220 V への DC 電圧コンバータ 12 B (図 10.8) を、容量 44 Ah の自動車バッテリーに接続すると、100 ワットの負荷に 2 ～ 3 時間電力を供給できます。 対称マルチバイブレータ (VT1 および VT2) のマスター オシレータは、一次巻線の電流を切り替える強力な 2 相スイッチ (VT3 ～ VT8) にロードされます。

米。 10.7。 電圧コンバータ用のマスターオシレータ回路の変形例

米。 10.8。 100W電圧変換回路

昇圧トランス T1。 強力なトランジスタ VT5 と VT8 は、無負荷動作時にダイオード VD3 と VD4 によって過電圧から保護されます。

変圧器は磁気回路ШЗbхЗбで作られ、低圧巻線GとIには直径2.1mmのPELワイヤが28回巻かれ、昇圧巻線IIには直径0.6mmのPELワイヤが600回巻かれています。 mm、W2 が最初に巻かれ、その上に二重ワイヤ (半巻線の対称性を実現するために) W1 が巻かれます。抵抗 R5 を使用して調整すると、出力電圧波形の歪みが最小限に抑えられます。 。

300 W 電圧コンバータ回路を図に示します。 10.9。 コンバータのマスター発振器は、ユニジャンクション トランジスタ VT1、抵抗 R1 ～ R3、コンデンサ C2 で構成されています。 これにより生成されるパルスの周波数 (100 Hz に相当) は、DDI K561TM2 チップ上の D トリガーによって 2 で割られます。同時に、トリガーの出力でパラフェーズ パルスが形成され、次の周波数が続きます。 50Hz。 これらは、バッファ要素 - インバータ /SMO/7 チップ K561LN2 を介して、プッシュプル電力増幅回路に従って接続された主要なトランジスタ (ブロック 1) を制御します。 このカスケードの負荷は変圧器 T1 で、パルス電圧を 220 V に増加します。

米。 10.9。 300W電圧変換回路

トランス T1 は磁気コア PL25x100x20 で作られています。 巻線 I と II にはそれぞれ、断面 3×2 mm のアルミニウム バスバーが 11 回巻かれており、巻線 III は直径 1.2 mm の PBD ワイヤでできており、巻数は 704 回あります。

デバイスのセットアップを開始するとき、電源の正導体が変圧器 T1 の巻線 I と II の接続点から切り離され、オシロスコープを使用して、トランジスタのベースのパルスの周波数と振幅がチェックされます。 。 パルス振幅は約 2 S である必要があり、その繰り返し周波数は 50 Hz に等しく、抵抗 R1 によって設定されます。

各出力トランジスタは面積約200cm^のヒートシンク上に設置されています。 トランジスタのコレクタ回路の抵抗は、直径 1.2 mm のニクロム線 (直径 4 mm のマンドレルに 10 回巻いたもの) で作られています。 トランジスタのエミッタ回路に含まれていれば、各アームのトランジスタを共通のヒートシンク上に設置することができる。

負荷は、回路に電力が供給された後にのみコンバータに接続できます。

前述したブースト コンバータはすべて、出力電圧が調整されておらず、安定していませんでした。

図では、 図 10.10 は単純な昇圧コンバータを示しており、その利点は次のとおりです。

安定した出力電圧。

出力電圧を大幅な制限内で調整する可能性。

広く使用されている要素の適用。

標準の TN-46-127/220-50 変圧器を変更せずに T1 として使用します。

米。 10.10。 9...12.6V/220V、調整可能な安定化AC出力電圧を備えた18Wブーストコンバータ回路

このコンバータは、古典的な Royer 回路に従って、トランジスタ VT4 と VT5 を使用して作られています。 トランジスタ VT1 ～ VT3 を使用した調整可能な電圧安定器によって電力が供給されます。 トランジスタ VT3 ～ VT5 はヒートシンク プレートに取り付ける必要があることに注意してください。 複合ツェナーダイオード VD1 - VD2 (KS147A および KS133A) は KS182 に置き換えることができます。 最大負荷電流 - 最大 100 mA。

この記事では、強力な 12-220 カーインバーター用の変圧器の巻線について説明したいと思います。
この変圧器は、中国の自動車用電圧変換基板と連動して動作するように巻かれています。

このようなインバータは、軽量、コンパクトなサイズ、低価格のため、最近広く普及しており、220 ボルトの電源、さらには 50 Hz の周波数の交流を必要とする車内のネットワーク負荷を接続する必要がある場合には不可欠なものです。 、インバータは完全にそのような条件を提供できます。 コンバータ自体について少し説明します。その概略図を以下に示します。

この図は動作原理を示すためにのみ示されていますが、これは非常に単純な方法で動作します。

2 台の発電機 (どちらも TL494) のうち、最初の発電機は約 60 kHz の周波数で動作し、一次回路のパワー トランジスタを駆動するように設計されており、この発電機がパワー パルス トランスを駆動します。 2 番目の発電機は約 100 Hz の周波数に調整され、高電圧パワー トランジスタを制御します。

変圧器の二次巻線を通過した後の整流された電圧は高電圧フィールドスイッチに供給され、所定の周波数でトリガーされると、直流電流が周波数 50 Hz の交流電流に変換されます。 出力信号の形状は長方形、より正確には修正正弦波です。

当社の変圧器はインバータの主な電力部品であり、その巻線は最も重要な部分です。

一次巻線はバスバーの形をしており (残念ながら正確な長さを示すことができません)、このバスバーの幅は約 24 mm、厚さは 0.5 mm です。

マスターオシレーターの動作周波数とタイプ。
インバータ入力電圧
トランスコアの全体寸法と種類（ブランド）

まず、一次巻線を巻きました。 ２つのアームは１本の固形テープで巻かれ、巻き数は２×２巻きであった。 最初の 2 ターンを巻いた後、タップを作成し、残りの 2 ターンを巻きます。

一次巻線の上に絶縁体を置くことが不可欠であり、私の場合は通常の電気テープです。 断熱層の数 – 5。

二次巻線は一次巻線と同じ方向、たとえば時計回りに巻かれます。

220 ボルトの出力電圧を得るために、私の場合、巻線には 42 ターンが含まれており、巻線は層で行われます。最初の層は 14 ターンで、その上にまったく同じ巻数を含むさらに 2 つの層があります。
巻線は 0.8 mm ワイヤの 2 本の平行ストランドで巻かれました。計算例を以下に示します。

このすべての後、変圧器を組み立てます。電気テープまたはテープを使用してコアの半分を固定します。接着剤はお勧めしません。接着剤はフェライトの半分の間に浸透して人工的なギャップを形成する可能性があり、これが原因で損傷が発生する可能性があります。回路の静止電流が増加したり、インバータの入力トランジスタが焼損したりする可能性があるため、この点には細心の注意を払う必要があります。

動作中、変圧器は非常に穏やかに動作し、無負荷時の消費電流は約300 mAですが、これは高電圧部分の消費を考慮しています。

私が使用したコアの最大総合電力は約 1000 ワットです。もちろん、巻線データは使用するコアの種類によって異なります。 ちなみに巻線はW型コアにもフェライトリングにも巻けます。

工業用と自家製のパルス電圧コンバーターの両方のすべての変圧器のみがこれに基づいて巻かれています; ちなみに、自家製インバーターの設計は、サブウーファー アンプのプロジェクトだけでなく、アマチュア無線家によって頻繁に繰り返されます。この記事は多くの人にとって興味深いものだったと思います。