Receptor HF de casă cu lămpi inurl produs. Regenerator cu un singur tub, superheterodin cu două tuburi...

Receptorul este conceput pentru a recepționa semnale de la posturi de radio amatori care funcționează prin telegraf, telefon și pe o bandă laterală în intervalele de 10, 14, 20, 40 și 80 m. Receptorul de unde scurte de pe lămpi are 8 sub-benzi. Fiecare subbandă acoperă o bandă de frecvență de 500 kHz. trupe de amatori 14, 20, 40 și 80 de metri ocupă fiecare o sub-bandă, iar începutul scării receptorului coincide cu începutul intervalului. Banda de 10 m este împărțită în patru sub-benzi. Sensibilitatea receptorului cu un raport semnal-zgomot de 3:1 nu este mai slabă de 1 μV. Selectivitatea canalului adiacent este asigurată de un filtru de cristal cu lățime de bandă variabilă. Receptorul folosește un filtru care vă permite să suprimați semnalele stațiilor care interferează. Receptorul este alimentat cu o tensiune AC de 127 sau 220 V și nu consumă mai mult de 90 de wați.

Receptorul cu tub cu unda scurta este realizat dupa un circuit superheterodin cu conversie de frecventa dubla. Schema schematică este prezentată în fig. 1. Partea de intrare a receptorului conține un amplificator RF pe lampa L1 (6K4), primul convertor pe lampa L2 (6Zh4) și primul oscilator local pe lampa 6Zh4 (L6). Frecvența oscilatorului local este stabilizată de cuarț. Oscilatorul local funcționează la frecvențe sub semnalul primit.

Deoarece frecvența oscilatorului local este fixă, prima frecvență intermediară se schimbă de la 2190 la 2690 kHz. Oscilatorul local se realizează după schema cu comunicare electronică. Circuitele din circuitul anodic al lămpii L6 sunt reglate la frecvența armonicii izolate de cuarț. O anumită detonare a acestor contururi poate fi ajustată tensiune de ieșire oscilator local. Frecvențele cuarțului Kv2-Kv9 și numerele armonicilor selectate sunt date în tabel. unu

Același tabel arată frecvențele oscilatorului local de cuarț în cazul în care frecvența oscilatorului local este aleasă mai mare decât frecvența semnalului recepționat.

Primul convertor de frecvență este asamblat conform unei scheme cu o singură rețea. Un filtru trece-bandă cuplat capacitiv (L15 L16 C26-C32) este inclus în circuitul său anodic. Lățimea de bandă a acestui filtru este de aproximativ 25 kHz. Lățimea de bandă selectată face posibilă eliminarea posibilelor erori în cuplarea celui de-al doilea traductor și asigură o selectivitate ridicată în canalul de imagine. Al doilea convertor pe o lampă 6Zh4 (L3), la fel ca primul, este realizat conform unui circuit cu o singură rețea cu un filtru de cuarț cu dublu circuit ca sarcină anodica. Modificarea lățimii de bandă a receptorului în intervalul de la 0,5 la 2,5 kHz se realizează prin detonarea simultană a circuitelor filtrului de cuarț în direcții diferite în raport cu frecvența de rezonanță a cuarțului Kv10.

Al doilea oscilator local este asamblat pe o lampă 6Zh4 (L7) conform unui circuit în trei puncte cu cuplaj inductiv. Se poate regla fără probleme în banda de frecvență 2675-3175 kHz. Tensiunea anodică a lămpii L7 este stabilizată folosind dioda zener SG4S (L15).

Tensiunea semnalului de la al doilea circuit L18 C38 C107 este alimentată în cascadă, realizată pe o lampă 6N8S (L4). Această etapă este un oscilator subexcitat, iar circuitul său L19C43-C45 este pornit în așa fel încât să suprime semnalul stației de interferență. Factorul de calitate echivalent al acestui circuit este foarte mare, ceea ce face posibilă obținerea unei benzi de suprimare foarte înguste (50-200 Hz). Datorită acestui fapt, este posibilă suprimarea unei stații de interferență care operează pe o frecvență imediat adiacentă frecvenței stației recepționate. Cu ajutorul condensatorului C45, circuitul L19C43-C45 este reglat, astfel încât frecvența de suprimare poate fi schimbată cu ușurință. Filtrul supresor poate fi oprit prin comutatorul Vk2.

După această cascadă, semnalul este alimentat la un amplificator în două trepte al celui de-al doilea IF, realizat pe lămpi 6K4 (L8 și L9). Prin comutarea tipului de operare P3, se poate conecta un detector cu diodă de semnale telefonice din stânga (în funcție de circuit) o ​​diodă a unei lămpi 6G2 (L11) sau un detector de amestecare a semnalelor CW și SSB la o lampă 6N8S (L10). la ieșirea celei de-a doua trepte a amplificatorului IF. În stânga (conform schemei) triodă a acestei lămpi, este asamblat un adept de catod, iar în dreapta, un convertor de frecvență. Acesta din urmă funcționează după cum urmează. Tensiunea semnalului stației recepționate de la adeptul catodului este furnizată la catodul triodei de amestecare, iar tensiunea celui de-al treilea oscilator local este furnizată rețelei prin adeptul catodului, asamblat pe trioda stângă (conform schemei). a lămpii 6N8S (L13) și comutatorul P3. Ca rezultat, o tensiune de joasă frecvență este eliberată pe rezistența de sarcină R45. Inductorul Dr3, împreună cu condensatoarele C88 și C88, formează un filtru care blochează calea frecvențelor combinate ale convertorului în calea de joasă frecvență a receptorului.

Al treilea oscilator local este realizat pe trioda din dreapta (conform schemei) a lămpii 6N8S (L13) conform schemei cu feedback capacitiv. Dioda din dreapta a lămpii 6G2 (L11) servește ca detector AGC. Receptorul folosește o schemă AGC întârziată. Tensiunea AGC este furnizată rețelelor de control ale lămpilor L8 și L9. Dacă este necesar, sistemul AGC poate fi dezactivat de comutatorul Vk1.

În plus față de AGC, receptorul are control manual separat al câștigului folosind potențiometrele R1 (amplificator HF) ​​și R59 (al doilea amplificator IF). Tensiunea negativă la aceste potențiometre este furnizată din circuitul negativ comun al redresorului și este stabilizată de două diode zener de siliciu D813 (D1D2) conectate în serie.

Amplificatorul LF este asamblat conform unui circuit cu un singur ciclu și funcționează pe o triodă de lampă 6G2 (L11) și o lampă 6P6S (L12). Schema ULF nu are caracteristici. Înfășurarea secundară a transformatorului de ieșire Tr2 este înfășurată cu robinete, astfel încât să poată fi conectate atât căști cu rezistență ridicată, cât și căști cu rezistență scăzută. Pentru o evaluare obiectivă a puterii semnalului primit, în receptor este instalat un S-metru, al cărui indicator este un microampermetru de tip M-494 cu o sensibilitate de 100 μA. Scara contorului S este aproape logaritmică. Prin schimbarea poziției cursorului de rezistență R39, dispozitivul S-metru este setat la zero, iar sensibilitatea S-metrului este ajustată de rezistența R37.

Un calibrator de cuarț pentru verificarea gradării scalei receptorului este asamblat pe o lampă 6Zh8 (L5). Modul generator este selectat astfel încât armonicile frecvenței sale fundamentale (1000 kHz) să aibă un nivel ridicat. Calibratorul este pornit cu butonul Kn1.

Pentru alimentarea circuitelor anodice ale receptorului, se folosește un redresor convențional cu undă completă, realizat pe o lampă 5Ts4S (L14).

Construcție și detalii. Sasiul receptorului este realizat din duraluminiu de 2 mm grosime. Există trei compartimente ecranate în subsolul receptorului. Acestea conțin circuitele preselectorului, amplificatorului RF, al doilea și al treilea oscilator local. Din compartimentul în care se află detaliile celui de-al doilea oscilator local, un condensator reglat C70 este adus pe panoul frontal de sub slot pentru a regla scara receptorului. Toate circuitele receptorului sunt închise în ecrane din aluminiu. Datele tuturor bobinelor sunt date în tabel. 2.

În partea superioară a șasiului există un compartiment ecranat, care găzduiește detaliile etapei de suprimare. Axa rotorului condensatorului C45 trebuie mărită cu material izolator pentru a elimina detonarea cascadei copleșitoare din apropierea mâinii operatorului. Unitatea principală de reglare C26C32C71 are un vernier cu două trepte de decelerare: 1:5 și 1:30. Miezul transformatorului de ieșire Tr2 este asamblat din plăci Sh-16, grosimea setului este de 20 mm. Înfășurarea primară a acestui transformator conține 1600 de spire de sârmă PEV 0,15, iar înfășurarea secundară conține 500 de spire de sârmă PEL 0,25 cu un robinet de la 73 de spire. Datele transformatorului de putere Tr1 și inductorului filtrului Dp4 sunt date în tabel. 3.

Înainte de a asambla receptorul, este recomandabil să montați în prealabil toate inductoarele pe un Q-metru.

Corpul receptorului este din fier zincat de 1 mm grosime, acoperit cu email de ciocan.Acordare: Mai întâi, setați al treilea oscilator local, de la care doriți să obțineți o tensiune de ieșire sinusoidală. Pentru a face acest lucru, osciloscopul este conectat între anodul și catodul triodei drepte (în funcție de circuit) a lămpii L13. Pornirea receptorului, imaginea curbei este observată pe ecranul osciloscopului, iar în cazul unei forme nesatisfăcătoare, aceasta este preluată de rezistențele din circuitul grilă și anodul triodei L13 din dreapta până se obține o tensiune sinusoidală. Tensiunea luată de la catodul triodei din stânga aceleiași lămpi trebuie să fie de cel puțin 10 V.

După aceea, detectorul de amestecare este configurat. Pentru a face acest lucru, osciloscopul este conectat la rețeaua triodei lămpii L11. Comutatorul pentru tipul de lucru P3 trebuie să fie în poziția „SSB, CW”. Un semnal cu o frecvență de 485 kHz este furnizat de la GSS-6 către grila triodei din dreapta (conform schemei) a lămpii L10. Frecvența celui de-al treilea oscilator local este setată astfel încât să difere cu 1 kHz de frecvența GSS. Curba de tensiune de joasă frecvență observată pe ecranul osciloscopului trebuie să rămână sinusoidală atunci când nivelul tensiunii semnalului GSS se modifică cu 20 dB. În caz contrar, este necesar să se schimbe mărimea tensiunii furnizate detectorului de la al treilea oscilator local.

Al doilea etaj al amplificatorului IF este reglat la o frecvență de 485 kHz în mod obișnuit. Cascada de suprimare a stațiilor de interferență este ajustată după cum urmează. Prin rotirea potențiometrului R18, cascada este autoexcitată. În același timp, în telefoane ar trebui să se audă sunetul bătăilor de frecvență generate de etapa de suprimare și al treilea oscilator local. Condensatorul C45 este plasat în poziția de mijloc și batai zero sunt obținute prin rotirea miezului bobinei L19. Dacă treapta de suprimare nu se alimentează, valoarea lui R18 trebuie redusă. După aceea, glisorul de rezistență R18 este mișcat ușor până când bătăile dispar. Aceasta completează cascada de suprimare.

Stabilirea celui de-al doilea oscilator local se realizează folosind un wavemetru heterodin.

Prin schimbarea capacității condensatorului reglat C70, se asigură că frecvențele generate de oscilatorul local sunt în intervalul 2675-3175 kHz. După ce au stabilit al doilea oscilator local, încep să regleze circuitele C26 C27C28 și L16 C30 C31 C32. Pentru a face acest lucru, este necesar să aplicați un semnal cu o frecvență de 2190 kHz de la GSS la grila de control a lămpii L2 și să setați butonul blocului de condensatori variabili C26 C32 C71 pe poziția de pe scara receptor „O kHz”. Rotirea nucleelor ​​bobinelor L15 și L16 obține semnalul de ieșire maxim. Setarea este verificată în mai multe puncte din interval. Stabilirea primului oscilator local constă în selectarea cuarțului și obținerea aceleiași tensiuni de ordinul 1-2V pe toate gamele. Valoarea tensiunii este modificată prin setarea circuitelor corespunzătoare în circuitul anodic al oscilatorului local.

Circuitele RF sunt reglate în intervalul de 3,5 MHz cu condensatoare reglate C1 și C15, 7 MHz - C2 și C18, 14 MHz - C5 și C16, 21 MHz - C4 și C20, 28 MHz - C7 și C17. În acest caz, butonul blocului de condensatori de capacitate variabilă a preselectorului C9 C22 este setat la mijlocul scalei intervalului corespunzător. Reglarea calibratorului se realizează în intervalul de 10 m. Prin selectarea rezistențelor R20 R24R23, semnalul calibratorului este cel mai audibil.

S-metrul este calibrat după cum urmează. Un semnal cu o tensiune de 100 μV este furnizat la intrarea receptorului de la GSS și se face un semn pe scara microampermetrului. Apoi se fac semne la o tensiune de 50,25 și apoi după 5 microvolți.

Aceasta încheie stabilirea unui receptor de unde scurte pe lămpi.

Trei lămpi receptor tri-bandă unde scurte

Serghei Belenetsky (US5MSQ) Lugansk, Ucraina

Eu, ca mulți dintre colegii mei, am venit la radio în momentul utilizării în masă a tranzistorilor și microcircuitelor și nu aveam nimic de-a face cu designul tuburilor. Interesul pentru tuburile radio a apărut relativ recent, acum câțiva ani. Cufundat cu capul în cap în acest, de fapt, complet necunoscut pentru mine, lumea tehnologiei de comunicare a lămpilor, cele mai interesante și uneori unice soluții de design și circuite, am achiziționat cu entuziasm mai multe receptoare militare populare din epoca lămpii (R-309, R -311 , RPS și a încercat și a ascultat R-250M și M2 mult timp, dar a refuzat să-l cumpere pe acesta din urmă). Din păcate, concepute inițial pentru alte scopuri și obiective, acestea, în ciuda mecanicii foarte bune și a circuitelor clasice, sunt slab adaptate pentru observațiile radioamatorilor în aerul modern. Motivul pentru aceasta, în primul rând, a fost DR scăzut, câștig excesiv și, în consecință, foarte mare, pur și simplu asurzitor, zgomotul propriu al receptorilor și selectivitatea scăzută în canalul adiacent, care este complet insuficientă pentru aerul modern.

Dar farmecul magic al tuburilor radio nu se lasă, iar din punctul de vedere al zilelor noastre, eliminând niște canoane învechite, am vrut să creez un receptor cu tub de casă destul de simplu, care să ofere o ascultare confortabilă a aerului.

A face mecanici buni „în genunchi” este problematic, cel puțin pentru mine, pentru că. Sincer vorbind, sunt un mecanic inutil, așa că atunci când am ales un circuit, m-am ghidat de șasiul existent de la un vechi receptor de uz casnic cu trei tuburi. Receptorul folosește lămpi 6F12P, combinate (triodă + pentodă), care au o combinație unică de parametri - abruptitate mare, zgomot inerent scăzut, liniaritate crescută a CVC și, în același timp, sunt destul de economice din punct de vedere al căldurii. Rezultatul acestui impuls nostalgic este descris mai jos.

Receptorul este proiectat pentru a recepționa semnale cu bandă laterală unică și CW pe cele mai populare trei benzi de radio amatori.

Principalele caracteristici tehnice:

Domenii de frecvență de operare, MHz ................................................ ...........3,5, 7, 14

Lățimea de bandă a căii de recepție (în termeni de –6 dB), Hz ......... 300...3300*

Sensibilitate, µV (semnal/zgomot 10 dB), nu mai rău ....................... 0,5 (14 MHz)

……… ……….1.0(7MHz)

…… ………..2.0(3.5MHz)

Selectivitatea canalului adiacent, dB, la offset de frecvență

purtătoare la +4,9 kHz și -1,5 kHz, nu mai puțin de .................................. ... ..............60*

Coeficientul de cuadratura al răspunsului în frecvență de trecere la niveluri 6/60 dB..............................2,2*

Interval de reglare AGC, dB, ................................ ......... .......................... 38

Max. puterea căii de joasă frecvență la o sarcină de 8 ohmi, W, nu mai puțin .... 0,3

Puterea consumată de la rețea, W, nu mai mult de ............................................. 30

* - determinat de parametrii filtrului de cuarț (CF).

Schema circuitului receptorului este prezentată în Fig.1. Este o superheterodină clasică cu o conversie de frecvență. Pe baza primei lămpi, se realizează un convertor de frecvență (pentod VL1.2) cu un oscilator local separat (triodă VL1.1). A doua lampă are un IF cu o singură treaptă (pentod VL2.1) și un detector de amestecare (triodă VL2.2). pe al treilea - un ULF cu o singură etapă (pentod VL3.2) și un oscilator local de referință (triodă VL3.1). Semnalul de la antenă este alimentat la bobina de comunicație L1 a primului circuit al benzii cu dublu circuit PDF (bobinele L1L2 și L3L4 cu condensatori de bandă comutabili, comutatorul de gamă este afișat în poziția 40m) și de la bobina de comunicație L4, curățat de interferențe în afara benzii, este alimentat la rezistența de sarcină R4 și la grila de control a mixerului VL1. Pentru a facilita repetarea, PDF-ul triband este realizat după o schemă simplificată (doar pe 2 bobine) cu cuplare capacitivă externă între circuite și cuplare inductivă (prin bobine de cuplare) cu sursa și sarcina. O astfel de structură cu un IF suficient de mare (4-9 MHz) oferă nu numai o bună selectivitate și suprimare a canalului de imagine, ci și o atenuare crescută în zona îndepărtată, ceea ce este, de asemenea, important, mai ales dacă zona dvs. are LW puternic de difuzare, Emițătoare MW sau VHF. PDF este optimizat pentru rezistența antenei de 50 (75) ohmi și sarcini de 1 kOhm. Coeficientul său de transmisie se modifică proporțional cu frecvența, cel puțin pe banda de 80 m (0,8), și la maxim pe 20 m (2,0), ceea ce compensează într-o anumită măsură creșterea nivelului de zgomot și interferența aerului asupra benzi joase. Circuitul de comutare din gama PDF aplicat cu contacte de comutare conectate în serie face posibilă reducerea numărului acestora și, dacă este necesar, controlul de la distanță (electronic), acesta putând fi implementat cu doar 2 relee.

Mixerul este realizat conform unei scheme de rețea unică (cu un semnal GPA aplicat catodului) pe un pentod cu zgomot redus VL1.2. Valoarea rezistorului catodic R7 este aleasă astfel încât punctul de funcționare să fie deplasat spre cotul inferioară a rețelei anod CVC (aproximativ 1,7 + -0,2V). Pentru a obține abruptul maxim de conversie (aproximativ ¼ Smax), amplitudinea tensiunii GPA trebuie să fie egală cu tensiunea de polarizare a catodului, iar tensiunea efectivă (ceea ce măsurăm cu un voltmetru) este în mod corespunzător de 1,41 ori mai mică, adică. aproximativ 1,2-+0,15Veff. Nivelul de zgomot intrinsec al primului convertor este de aproximativ 0,3 μV (aceasta este suma contribuției aproximativ egale a zgomotului mixerului în sine și GPA, realizată pe o triodă cu zgomot redus), ceea ce corespunde unei sensibilități de 0,9 μV (la c/zgomot = 10 dB). Pentru a obține o valoare dată - cel puțin 0,5 μV de la intrarea antenei, ceea ce este mai mult decât suficient chiar și pentru o rază de 20 m, coeficientul de transmisie PDF este selectat de aproximativ 2 ori, nu mai merită, altfel vom pierde vizibil în imunitate la zgomot. De exemplu, dacă aplicăm includerea completă a circuitului de ieșire al PDF-ului, vom câștiga în sensibilitate de aproximativ 2 ori (6dB), dar vom pierde DD2 de aproximativ 4 (12dB) și DDZ de 8 ori (18dB) , care este extrem de nedorit pentru gamele moderne de frecvență joasă supraîncărcate.

GPA pe trioda VL1.1 este realizată conform schemei inductive în trei puncte bazată pe bobina L5 foarte stabilă. Datorită abruptului mare a lămpii, s-a dovedit a fi posibilă aplicarea nu a conexiunii complete a rețelei la circuit, ci la robinetul bobinei L5, ceea ce reduce efectul destabilizator al lămpii și este favorabil creșterii. stabilitatea frecventei. Reglarea frecvenței este efectuată de un condensator de capacitate variabilă C13 (CPE), a cărui gamă de modificare a capacității este limitată și este stabilită de condensatoare de întindere a intervalului (la 20 m interval C6, C18, la 40 m - C1, C17 și la 80 m - C2, C3). Schema de comutare a condensatoarelor de întindere pe care am ales-o este oarecum neobișnuită pentru ochi (domeniile pentru care sunt responsabili pentru așezare sunt indicate în albastru în diagramă), dar permite reducerea declinului și îmbunătățirea stabilității frecvenței, deoarece . la comutarea intervalelor, o parte semnificativă a capacității buclei rămâne conectată permanent.

Sarcina convertorului este transformatorul rezonant Tr1C25, care îndeplinește mai multe funcții - selectarea preliminară a semnalului util, izolarea galvanică și potrivirea rezistenței mari de ieșire a convertorului pe un pentod cu filtru de cuarț (CF). Ieșirea CF este în concordanță cu un relativ mare impedanta de intrare IF VL2.1 printr-un transformator rezonant Tr2C28. Datorită acestui fapt, în receptorul nostru este posibil să se utilizeze și să se potrivească optim aproape orice filtru de cuarț, de casă sau industrial.

Să aruncăm o privire mai atentă la acest punct. Pentru a asigura funcționarea (amplificarea) stabilă a UHF / UHF, rezistențele rezonante din circuitele anodului și ale rețelei nu trebuie să depășească o anumită valoare, care depinde în primul rând de raportul dintre capacitatea de trecere și panta la punctul de funcționare al CVC al o anumită lampă. Mai multe detalii despre teoria stabilității și metodele de proiectare pentru cascadele UHF / UHF sunt descrise în numeroase cărți de referință și manuale despre receptoarele radio, cu care vă puteți familiariza dacă doriți, dar vom folosi un tabel gata făcut (vezi anexa) , care indică rezistențele de sarcină admise pentru lămpile populare și frecvențele de funcționare.

După cum puteți vedea, pentru un pentod 6F12P la o frecvență de 5 MHz, rezistența în circuitele de rețea și anod nu trebuie să depășească 3,7 kOhm. Alegem cu o marjă - 3 kOhm.

Pentru convertor, frecvențele de rezonanță ale rețelei și ale circuitelor anodice, de regulă, diferă semnificativ, astfel încât valoarea sarcinii anodului poate fi aleasă de mai multe ori, sau chiar un ordin de mărime, mai mult. Vom alege 12kΩ și iată motivul. Factorul de calitate constructiv al bobinei, în funcție de cadru și de calitatea miezului, poate fi în intervalul de la 60 la 160 și, în consecință, rezistența rezonantă a circuitului este imprevizibilă în prealabil și poate diferi foarte mult (de mai multe ori ) din cea calculată. De exemplu, cu o inductanță de 6,4 μH și un IF de 5,047 MHz, rezistența rezonantă poate fi de la 12 la 32 kOhm - aceasta va fi rezistența de ieșire a convertorului (rezistența de ieșire a pentodului este de sute de kOhm și poate fi ignorate în calculele noastre). Deci, cu ce valoare ar trebui ajustată CF-ul dacă valoarea acestei rezistențe este imprevizibilă? Aici, pentru a asigura o bună repetabilitate a designului, calculăm circuitul de potrivire KF și alegem rezistența de ieșire a convertorului (de fapt, rezistența de rezonanță a circuitului anodic) cât mai minimă în fabricație, iar dacă bobina este obținută cu un factor de calitate mai mare, vom furniza un circuit de derivație Tr1C25 rezistor R32 în circuit, care, dacă este necesar, este posibil să se elimine răspândirea și să optimizeze potrivirea CF. Aceeași funcție (aducerea rezistenței circuitului de rețea Tr2 și a robinetului anodului Tr3 la cei 3 kOhm calculati, care, să vă reamintesc, asigură funcționarea stabilă a IF-ului nostru) este îndeplinită de R31 și R33. Ca Tr1,2,3, am folosit transformatoare IF de același design, înfășurate pe SB-12a - bobine de buclă de 16 spire de PEV 0,17-0,25, plasate în două secțiuni ale unui cadru standard cu trei secțiuni, o bobină de comunicare -8 se rotește PELSHO, înfășurat în a treia secțiune (aceasta este totul pentru izolarea fiabilă de circuitele anodice de înaltă tensiune).

În acest circuit, pot fi utilizate orice CF-uri auto-fabricate sau industriale, la frecvențe de la 4 la 10-12 MHz cu o rezistență caracteristică de la zeci de ohmi la câțiva kΩ. Pentru a face acest lucru, trebuie să recalculați circuitele IF la frecvența dvs. și să determinați gradul de includere (numărul de spire ale bobinei de cuplare) a KF-ului dumneavoastră în circuitul anodic al mixerului Tr1 și în circuitul rețelei IF Tr2.

Subliniez încă o dată că factorul decisiv pentru cascadele UHF / UHF este condiția pentru asigurarea unei amplificari stabile, prin urmare, selectăm rezistențele de rezonanță ale circuitelor de anod și grilă ale UHF din placă, în funcție de valoarea IF, iar pentru mixer, aproximativ 10-12 kOhm. Acestea vor fi datele originale. Rezistența caracteristică a circuitelor IF (aceasta este rezistența inductivă sau capacitivă a bobinei buclei și a condensatorului la frecvența de rezonanță) este de dorit să alegeți aproape 200 ohmi, pentru care sunt indicate valorile capacității și inductanței buclei. în diagrama pentru IF de 5,047 MHz trebuie schimbat invers proporțional cu frecvența dumneavoastră IF. Gradul de includere a CF în circuit, i.e. raportul dintre numărul de spire ale bobinei buclei la bobina de cuplare este egal cu rădăcina pătrată a raportului dintre rezistența buclei calculată și rezistența caracteristică a KF. Aritmetică foarte simplă. Câteva exemple practice

1. În cazul meu, a fost folosit un KF industrial gata făcut la 5,047 MHz, care are o impedanță caracteristică de 3 kOhm. Presupunând că rezistența circuitului anodic al mixerului este de 12 kOhm, determinăm că raportul dintre numărul de spire al bobinei de cuplare este ½. Bobina buclă de 6,4 μH are 16 spire (miez SB12a), astfel. bobina de cuplare trebuie să aibă 8 spire. Un circuit de rețea cu 3 kΩ poate fi conectat direct la CF fără bobină de cuplare.

2. Să recalculăm contururile la frecvența populară PAL (8865 kHz), ne vom concentra pe KF-ul produs de AVERS (pentru cele self-made, ordinea rezistenței este aceeași). Un CF cu 8 cipuri are o impedanță de intrare/ieșire de aproximativ 240 ohmi. Conform tabelului, determinăm că pentru un FI de 9 MHz, rezistența rețelei și a circuitelor anodice ale FI nu poate depăși 2,8 kOhm. Acceptăm cu o marjă mică de 2,5 kOhm, iar sarcina anodică a mixerului este de -10 kOhm. Capacitatea și inductanța buclei trebuie reduse cu 8,865 MHz / 5,047 MHz = 1,75 ori, adică. la IF \u003d 8865 kHz, inductanța bobinei ar trebui să fie \u003d 3,6 μG (13 ture pe SB-12a), în timp ce condensatorul este de 82 pF (restul va fi adăugat prin capacitatea de montare și capacitatea de ieșire a lămpii) . Acum să calculăm bobinele de cuplare a transformatorului: pentru Tr1, rădăcina (10 kOhm / 240 Ohm) \u003d 6,5, adică. Bobinele de cuplare ar trebui să aibă 13 / 6,5 = 2 spire, iar pentru rădăcină Tr2 (2,5 kOhm / 240 Ohm) \u003d 3,2, adică. bobinele de cuplare ar trebui să aibă 13 / 3,2 = 4 spire.

3, Avem un CF cu patru cristale de casă la o frecvență de 5,25 MHz, având Rf \u003d 490 ohmi, similar cu cel utilizat în. În acest caz, valorile elementelor de contur rămân aceleași, iar raportul dintre numărul de spire ale bobinelor de cuplare pentru primul transformator IF este egal cu rădăcina (12 kOhm / 490) = de 5 ori și pentru al doilea transformator IF este egal cu rădăcina (3 kOhm / 490) = de 2,5 ori.

Semnalul filtrat de la ieșirea KF prin circuitul-transformator de rețea de potrivire Tr2C28 este alimentat la prima rețea a IF, realizată pe pentodul VL2.1 conform circuitului standard cu OK. Mod prin curent continuu este setat automat din cauza căderii de tensiune pe rezistorul catodic R13 (auto-polarizare catodică), a cărui valoare este aleasă astfel încât să asigure un curent anodic de ordinul 11-13mA. Ca sarcină de anod, a fost utilizat un transformator rezonant Tr3S36 (cu un factor de 2 în tensiune), care a făcut posibilă creșterea tensiunii semnalului la intrarea detectorului de aceeași 2 ori cu o rezistență de sarcină a anodului limitată la 3 kΩ.

Detectorul de pe trioda VL2.2 este, de asemenea, realizat conform schemei unui mixer cu o singură rețea cu alimentare la catod Tensiune AC generator de referință. Semnalul generatorului este furnizat prin condensatoarele C37 și C38 conectate în paralel. Acest lucru se datorează faptului că în circuitul detector de amestecare acționează nu numai semnalele IF, ci și semnalele LF. Pentru acesta din urmă, rezistorul catodic R19 formează un OOS, care reduce câștigul la frecvențele joase de 2-3 ori, prin urmare, la frecvențele joase, R19 este șuntat cu un condensator electrolitic de o capacitate suficient de mare (prin șocul L6). , care este de dorit să fie înfășurat pe un inel cu un diametru de 7-10 mm cu o permeabilitate de 1000-2000, pentru un IF 5 MHz este suficient 15-20 de spire, pentru 500 kHz - de 2-3 ori mai mult).

Oscilatorul de cuarț cu frecvență de referință este realizat pe trioda VL3.1 conform circuitului capacitiv standard în trei puncte. Tipul de reactivitate (condensator sau inductanță) conectat în serie cu cuarț este selectat pentru un anumit cuarț pentru a obține frecvența de generare necesară. Pentru copia mea de cuarț (pe care am subminat-o la o frecvență de aproximativ 5046 kHz), a fost necesară o capacitate de ordinul a 80pF pentru a trece la panta inferioară a răspunsului în frecvență al CF.
De fapt, unde și cum să porniți elementul de reglare nu este critic - acesta poate fi în serie cu cuarțul, dar și în paralel fie cu acesta, fie cu unul dintre condensatorii divizorului capacitiv. Când condensatorul este conectat în serie, tensiunea pe cuarț va fi mai mare proporțional cu coeficientul. împărțirea divizorului capacitiv (de regulă, de 3-5 ori, dar poate fi mai mult, adică tensiunea RF pe cuarț poate ajunge la 5-7 Veff), nu fiecare cuarț va rezista (cele moderne de dimensiuni mici importate sunt deosebit de critice în acest sens) și păstrează stabilitatea, așa că am preferat a doua variantă.

Semnalul util izolat în sarcina anodică R22, printr-un filtru trece-jos cu două legături C40R25C41 cu o frecvență de tăiere de aproximativ 3 kHz, este alimentat la intrarea unui ULF cu o singură treaptă, realizat pe un pentod VL3.2 conform un circuit tipic amplificator de putere transformator.

Ca transformator de ieșire, puteți utiliza aproape orice transformator de ieșire de la receptoare și televizoare de uz casnic, care, de regulă, au un coeficient. transformare de ordinul a 30-40 de ori, și un difuzor cu o rezistență de minim 8 ohmi (de preferință 16 ohmi). Există trei puncte importante în favoarea unui difuzor cu mai multă rezistență -
1. Câștig de tensiune ULF Kus=S*Ktr*Rn, adică. crește direct proporțional cu rezistența la sarcină.

2. Amplitudinea tensiunii nedistorsionate la anodul pentodului este de aproximativ 100V la o amplitudine a curentului de aproximativ 12-13mA, i.e. la implementarea DD ULF maximă, rezistența sarcinii anodului trebuie să fie de cel puțin 8 kOhm.
3. Limita inferioară a răspunsului în frecvență a transformatoarelor de ieșire de uz casnic la sarcina nominală (cu difuzoare standard, care, de regulă, au o rezistență de 4-6 ohmi) este de aproximativ 63-80Hz, o creștere a rezistenței la sarcină (difuzor) de 2-4 ori față de valoarea nominală crește frecvența de tăiere la 160 -300Hz, ceea ce este binevenit pentru un receptor conectat.

Înfășurarea de ieșire a transformatorului Tr4 este conectată în paralel cu un rezistor variabil cu rezistență scăzută (permis în interval de 100-500 ohmi) al controlului volumului și un rezistor R27, care stabilizează sarcina transformatorului la valoarea superioară de cel mult 25 ohmi. , ceea ce este necesar pentru a menține frecvența de tăiere inferioară a transformatorului la un nivel acceptabil la poziția inferioară (conform schemei) a motorului R28.

AGC este realizat conform celei mai simple scheme bazate pe un detector de diode VD1, VD2 cu o dublare a tensiunii de control de polaritate negativă, care este alimentată prin ieșirea superioară a transformatorului rezonant Tr2 conform schemei la prima rețea a rețelei. VL2.1 DACA. În ciuda faptului că acesta este un pentod cu o caracteristică scurtă, adâncimea de reglare s-a dovedit a fi de aproximativ 38-40 dB (puțin, dar salvează urechile!), Începutul funcționării este de aproximativ 25 μV (S8). La 3mV la intrarea antenei, IF-ul este aproape complet închis, dar nu există nicio distorsiune vizibilă a semnalului până la nivelurile semnalului de intrare de aproximativ 10-15mV, de exemplu. DD-ul semnalului din interiorul benzii de trecere sa dovedit a fi de aproximativ 90 dB - un rezultat foarte bun.

Alimentare electrică. Este de dorit să se stabilizeze tensiunea de alimentare a receptorului (anod și filament). Acest lucru va face posibilă obținerea unei bune stabilități a frecvenței GPA, pentru a rezolva radical problema de fundal, dar, și acest lucru este și important, pentru a asigura moduri stabile ale lămpii, ceea ce înseamnă funcționarea normală și durabilitatea acestora, atunci când tensiunea de la rețea se schimbă peste un gamă largă, ceea ce nu este deloc neobișnuit în condițiile noastre, mai ales în timp de iarna. Componentele moderne fac posibilă crearea de soluții de circuite și design compacte eficiente, fiabile și, în același timp, destul de simple pentru stabilizatorii de anod și filament.

Circuitul de alimentare este prezentat în Fig. 2. Stabilizatorul anodic este realizat pe tranzistoare cu efect de câmp de înaltă tensiune VT2, VT3. Tranzistorul de control este conectat conform circuitului cu OI, care oferă nu numai un câștig mare în bucla de control și, în consecință, un factor de stabilizare suficient de mare (aproximativ 150), dar și o scădere de tensiune permisă foarte mică pe tranzistorul de control. (aproximativ 0,5V), ceea ce a dus la o eficiență și economie relativ ridicată.

Rezistorul R31 furnizează o tensiune de deschidere negativă porții VT3, lansând stabilizatorul în modul de funcționare în momentul pornirii. În momentul inițial, dioda zener VD8 este închisă, iar efectul de manevră al circuitelor de sarcină este întrerupt de dioda VD7, care asigură pornirea fiabilă a stabilizatorului cu o rezistență destul de mare a rezistenței R1 (1MΩ) și în același timp, practic, nu înrăutățește parametrii stabilizatorului, deoarece în modul de funcționare curentul prin acest rezistor este efectiv închis rezistența diferențială scăzută a diodei zener deschise VD8.

Tranzistoarele sunt protejate împotriva suprasarcinii atât prin tensiune de poartă (pentru VT2 - VD9R38, pentru VT3 - VD10R33), cât și prin curent (circuitul VD9R38VT2 împreună cu R35 formează un stabilizator de curent clasic, cu elementele indicate în diagramă, limita de curent este setată la aproximativ 200mA - determinată ca Ik.z [A] = 4,5V / R35 [ohm] și poate fi schimbat cu ușurință pentru a se potrivi nevoilor dvs., de exemplu, la 47 ohmi, limita de curent va fi de aproximativ 100mA), datorită căruia aceasta stabilizatorul are o fiabilitate foarte mare și, în același timp, bineînțeles protejat împotriva supracurentului și scurtcircuitului. și un redresor cu un transformator de rețea. Curentul maxim de ieșire al stabilizatorului este determinat doar de puterea de disipare admisă VT2 și, pentru a menține fiabilitatea, trebuie ales astfel încât puterea medie disipată să nu depășească jumătate (mai bine de o treime) din puterea maximă admisă. De exemplu, pentru IRF710 Pmax = 36W, în circuitul nostru, tensiunea redresorului va fi de aproximativ +175V, cu o ieșire de +140V, căderea de tensiune pe tranzistor este de 35V, adică. curentul maxim de ieșire nu poate fi setat mai mult de 0,5A. daca mai ai nevoie, punem un alt tranzistor, asa ca la IRF740 (125W) curentul poate fi crescut cu 1.5A (se presupune ca redresorul este capabil sa furnizeze un astfel de curent).

Tensiunea de ieșire este determinată de suma tensiunilor diodelor zener VD8, VD11, mai precis Ustab \u003d Uvd8 + Uvd11 - 1 ... 2v (tensiune de deschidere BSP254a). Pentru a obține + 140V, sunt acceptabile orice seturi de diode zener care oferă cantitatea necesară de tensiune. Dacă există mai multe dintre ele, atunci acestea trebuie împărțite în grupuri care oferă valori de stabilizare aproximativ egale (70v + -30v). Un grup cu o valoare mai mică a tensiunii de stabilizare ar trebui utilizat ca VD8, iar cu unul mai mare - VD11.
Valoarea rezistențelor de setare a curentului este selectată pentru a reduce puterea disipată pe baza asigurării fluxului de curent prin dioda zener cu 1-2mA mai mult decât curentul minim de stabilizare, în timp ce R32=Uvd11/(IminVD8+1 ..2mA) și R39=Uvd8/(IminVD11+1. .2mA).
Aici puteți utiliza diodele Zener utilizate pe scară largă din seria D816, D817, de exemplu, pentru 140V D817G + D816G, dar dacă intenționați să plasați partea principală a elementelor de alimentare pe o placă de circuit imprimat, ar trebui să cumpărați mici- diode Zener de dimensiuni din seria KS (sau altele similare importate) - sunt mai convenabile pentru cablarea tipărită decât seria D816,D817. Pentru 140V, pe lângă cel indicat în diagramă, încă unul o opțiune bună KS568 + KS582, dar poate fi și lanțuri de mai multe alte KS539,547,551,591,596 similare, oferind un total de 140V necesar, de exemplu KS568v (VD8) și KS568v + diodă zener mică tip D814D, KSVD5115a (KSVD5115a).

Prin selectarea acestor diode zener, stabilizatorul poate fi reglat la aproape orice tensiune în intervalul de la +12 la +200 și chiar mai mult (tensiunea maximă de la redresor care poate fi aplicată acestui stabilizator este determinată de tensiunea admisă pentru VT3 tranzistor și menținând o fiabilitate ridicată pentru BSP254 indicat pe circuit, acesta nu trebuie să depășească + 250 V. Căderea minimă de tensiune pe tranzistorul de control este de 0,5 V + amplitudinea tensiunii de ondulare, care este de obicei de câțiva volți, adică. cu o tensiune de rețea stabilă, limita superioară a tensiunii de ieșire poate ajunge la + 240 V). O opțiune aproape echivalentă pentru înlocuirea tranzistorului cu efect de câmp de înaltă tensiune BSP254 cu un canal p în stabilizatorul anod este bipolar BF421, BF423 (necostisitor - 8 cenți fiecare).

Orice IRF7xx, IRF8xx poate fi folosit ca VT2. Cu o tensiune de redresor mai mică (nu mai mult de 200 V) IRF6xx. Drenul tranzistorului de reglare VT2 este conectat la un fir comun, deci nu necesită un radiator izolat separat și poate fi folosit ca radiator cu șasiu metalic.

PSU circuit imprimat

Stabilizatorul de tensiune de filament + 6.3v este realizat și pe tranzistoarele cu efect de câmp VT1, VT4 după aceeași structură. Dar circuitul s-a dovedit a fi mult mai simplu decât cel anterior datorită faptului că nu există tensiuni periculoase pentru poartă și nu este nevoie de elemente de protecție adecvate, iar utilizarea unei joncțiuni p-n și a unui curent inițial diferit de zero ca un tranzistor cu efect de câmp de control a eliminat necesitatea unui circuit de pornire. În ciuda simplității excepționale a circuitului, acest stabilizator are parametri destul de decenți: coeficientul de stabilizare este de aproximativ 150, temperatura și stabilitatea timpului nu este mai slabă de 0,1% (poate mai bine - pentru 3 ore de observații sub o sarcină de 1,5A - sursa mea de alimentare de laborator nu mai permite - tensiunea este aproape neschimbată - clipește doar periodic în + -3 ... 5mV ultima (a patra) cifră a B7-16-ului meu), o rezistență de ieșire foarte scăzută (nu mai mult de 0,05 ohmi - aceasta este cu IRF510, iar cu IRF540 va fi și mai puțin), dar principalul lucru este că curentul maxim de ieșire al acestui stabilizator este limitat doar de puterea sursei de alimentare și de capacitățile tranzistorului de reglare. De exemplu, dacă puneți un IRF540 (sau similar, cum ar fi IRFZ44, IRFZ48 etc.), puteți alimenta cu ușurință legendarul UW3DI-1 cu căldură stabilizată. În același timp, nici un radiator separat nu este necesar pentru tranzistorul de reglare (desigur, carcasa sau șasiul este metal). Am instalat IRF540. Cu un astfel de tranzistor, stabilizatorul incandescent, în ciuda lipsei de protecție a curentului, este în general imposibil de ucis - acest lucru a fost testat accidental în practică (bună!) - în timpul testării, am pus accidental o picătură de lipire între firul comun și + 6,3V, scurtcircuit complet. Timp de un minut totul a funcționat în această formă - până mi-am dat seama ce s-a întâmplat și de ce tensiunile anodului au scăzut brusc (aproximativ + 30V). Totul este viu, tranzistorul abia se încălzește, doar transformatorul s-a încălzit puțin.

Tensiunea de ieșire este determinată de suma tensiunilor Uout=Uvd12+Uvd13+Uvt1 (tensiunea de tăiere VT1). Configurarea constă în setarea tensiunii de ieșire necesare - aproximativ prin selectarea unei diode zener pentru tensiunea necesară (poate fi din mai multe - deci nu am găsit o diodă zener de 5.1V și am pus o diodă în legătură directă în serie cu KS147A) și cu precizie (în limita a zecimii de volt) rezistența de reglare R4. Ca VT1, puteți folosi KP103 cu orice literă și o tensiune de întrerupere de cel mult 2,5V, din cele importate - J (SST) 177. Căderea minimă de tensiune pe tranzistorul de control VT4 în modul de stabilizare este de aproximativ 0,5V (1,5A, IRF510), dar ceea ce este remarcabil este că, odată cu o scădere suplimentară a tensiunii de intrare, stabilizatorul nu se oprește, rămâne în funcțiune. , doar tensiunea de ieșire este puțin mai mică decât tensiunea de intrare (prin tensiunea de saturație a câmpului, aproximativ 0,1-0,2V) - adică lămpile vor funcționa normal chiar dacă tensiunea de intrare este mai mică decât cea nominală. În același timp, de îndată ce tensiunea de intrare crește la + 6,8 V, stabilizatorul își va prelua automat activitatea. Ca VD3, VD4, pentru a reduce pierderile, este de dorit să folosiți diode Schottky, proiectate pentru un curent maxim de 3-5 ori mai mare decât cel de lucru (de exemplu, 1N5820-22. SR5100 etc.) - acest lucru va reduce pierderile de tensiune pe diodele redresoare. pentru că marja de tensiune a redresorului (cu o înfășurare de filament standard) este mică, este logic să concurezi aici chiar și pentru zecimi de volți, acest lucru va asigura funcționarea normală a stabilizatorului la o tensiune de rețea mai mică, ceea ce nu este deloc neobișnuit in iarna.
Un redresor de +14V este asamblat pe diodele VD5, VD6 și condensatorul C52 pentru a alimenta circuitele auxiliare (putere releu, cântar digital etc.).

Construcție și detalii. Versiunea autorului a receptorului, a cărei fotografie este postată pe forum, este montată pe un șasiu de la un vechi receptor de uz casnic cu trei tuburi, iar cele mai multe părți ale sursei de alimentare sunt plasate pe o placă de circuit imprimat cu dimensiunea de 80x80mm. , al cărui desen este prezentat pe partea pieselor din Fig. 3 și pe partea conductorilor imprimați din Fig.4. Datorită câștigului mic în căile RF / IF, receptorul nu este predispus la autoexcitare, este suficient să aranjați cascadele într-o linie și sunt excluse conexiunile RF inutil de lungi. Prin urmare, este posibil un grad mare de libertate în proiectare, iar mai mulți colegi care au repetat receptorul au abordat creativ această problemă. Receptorul interpretat de Nikolai Shcherbak (Lörrach, Germania) arată frumos și foarte elegant, a cărui fotografie este prezentată în Fig. 5.

În PDF sunt utilizate cadre din circuite IF (blocuri de culoare) larg răspândite ale televizoarelor color din 3 (4) generații cu un diametru de 7,5-8,5 mm cu un miez de reglare carbonil de tip SCR. L2, L3 sunt înfășurate rotund în rotund și conțin 18 spire de PEV 0,17-0,25. Capătul superior al bobinei buclei este împământat și bobinele de comunicare sunt înfășurate aproape de ea în vrac - L1 conține 3 spire, L4 - 9 spire de sârmă de orice tip cu același diametru de 0,17-0,25. În absența acestora, orice cadre din bobine HF sau circuite IF de 10,7 MHz vor face, desigur, numărul de spire va trebui ajustat pentru a obține o inductanță de ordinul a 2,3 μH. GPA folosește o bobină L1-18 gata făcută de la stația de radio militară R-123, cu o inductanță de aproximativ 1,6 μH. Contine 12 spire pe un cadru ceramic cu diametrul de 18mm si este inchis intr-un paravan de alama cu diametrul de 39mm. Robinetele se fac din 3 si 9 ture. De fapt, valoarea inductanței nu este critică și poate fi în intervalul 1-3 μH. Pentru a obține o bună stabilitate a frecvenței, calitatea bobinei este mai importantă, prin urmare, dacă este posibil, este de dorit să folosiți ceva similar cu industria militară - pe ceramică. Și valorile specifice ale condensatorilor de întindere pentru KPI existent și inductanța specifică a bobinei pot fi calculate folosind o placă simplă Kontur3S.
Filtru de zgomot C48, L7, C49 (de la sursele computerului). Cu fabricarea independentă a unui filtru de suprimare a interferențelor, condensatoarele C48, C49 pot fi din metal-hârtie, film, metal-film (de la cele autohtone, de exemplu, seria K40-xx, K7x-xx, MKT importat, MKP etc.) cu o capacitate de 10-22nF pentru o tensiune de operare de minim 400V. Bobina este realizată pe un inel de ferită cu un diametru de 16-20 mm cu o permeabilitate mai mică de 2000 cu un fir dublu în bună izolare (MGTF subțire, pereche răsucită de telefon sau „computer” etc.) - 20-30 de spire .

În loc de TAN1, este posibil să se utilizeze orice transformator unificat sau de la alt transformator care asigură tensiunea necesară conform curent alternativ(125-150v la un curent de cel puțin 80mA și 2x6.3 la un curent de cel puțin 0.8A). Puntea de diode Br1 poate fi oricare care permite o tensiune inversă de cel puțin 300V la un curent mai mare de 100mA, de exemplu, KD402-405 casnic, 2W10 importat etc., placa prevede posibilitatea instalării de diode separate de tip 1 în loc de pod N 4007 etc.

Rezistoare fixe de dimensiuni mici din seria MLT, MT sau similare importate, proiectate pentru puterea de disipare nu mai mică decât cea indicată pe diagramă. Condensatoare de blocare de înaltă tensiune - mica KSO sau SGM, pentru IF 500 kHz, puteți folosi în siguranță peliculă modernă, peliculă metalică din seria K7x-xx sau MKT importat similar, MKR etc., dar nu știu cum au trebuie să încercați să vă comportați la frecvențe de 5-9 MHz - deși au existat câteva modele în care au fost folosite pentru a bloca circuitele RF de înaltă tensiune exact așa. Condensatoarele ceramice sunt neapărat termostabile (cu un coeficient de temperatură scăzut al capacității (TKE) - grupuri PZZ, M47 sau M75) KD, KT, KM, KLG, KLS, K10-7 sau altele similare importate (disc portocaliu cu punct negru sau multistrat cu zero TKE - MP0). Condensatoarele electrolitice de orice tip sunt importate de dimensiuni mici pentru o tensiune de funcționare de cel puțin cea indicată pe diagramă. Condensator de reglaj C13 - de preferință cu un dielectric de aer cu o capacitate maximă de cel puțin 240pF. Este util să-l echipați cu cel puțin cel mai simplu vernier cu o decelerație de 1:3 ... 1:10.

Alte cerințe sunt date în descriere.

Placa de circuite a receptorului

Stabilire receptorul începe cu sursa de alimentare. După verificarea instalării corecte, efectuăm prima includere fără sarcină. Dacă tensiunile de ieșire la relanti sunt semnificativ diferite de cele necesare, diodele zener sunt selectate mai precis, așa cum este indicat mai sus. Verificați capacitatea de încărcare a stabilizatorilor. Prin conectarea scurtă a unui rezistor de 1,5kΩ cu o putere disipată de cel puțin 2W la circuitul + 140V, ne asigurăm că tensiunea de ieșire a scăzut cu cel mult 2-3V. Conectăm un rezistor de sârmă de 5,1 ohmi cu o putere de cel puțin 5W la ieșirea stabilizatorului de filament și setăm tensiunea de ieșire la 6,25-6,3V cu trimmer-ul R34.

Apoi conectăm receptorul la acesta și verificăm modurile lămpii pentru curent continuu și alternativ pentru respectarea celor indicate în diagramă. Acordați atenție unui punct important aici. În vremurile de astăzi, găsirea de noi lămpi 6F12P nu este ușoară. Au fost utilizate masiv în televizoarele color din seria 700, care funcționează de zeci de ani și, deși 6F12P este din abundență pe piețele noastre „de purici”, de regulă, acestea au o pierdere foarte puternică a emisiilor catodice. Este convenabil să selectați lămpile condiționate 6F12P direct în receptorul asamblat, instalându-le în soclul VL3 și controlând căderea de tensiune de curent continuu pe rezistorul catodic pentod VL3.2 (am scos chiar și acest contact ca un conector separat). -pe pozașasiul său este vizibil - un fir albastru, nu există tensiuni alternative în acest punct, prin urmare nu există pericol de pickup-uri). Lămpile pot fi considerate condiționate dacă această tensiune este de cel puțin 0,75V.

Mixerele receptor funcționează fără curenți de rețea. Valoarea tensiunii continue la catozii ambelor mixere se măsoară cu condensatoare de cuplare deconectate cu oscilatoare locale și este selectată, dacă este necesar, printr-un rezistor catodic, iar variabila este optimă - 1Veff (selectată în GPA prin selectarea unui robinet de bobină sau prin raportul capacităților din elice și, dacă este necesar, dacă acest lucru nu este posibil (de exemplu, bobinele de proiectare sunt sigilate ermetic de un ecran) într-un interval mic poate fi ajustat prin selectarea rezistențelor anodice), dar este destul de acceptabil 0,6 -1,2 Veff.

Modurile mixerului din receptorul meu sunt după cum urmează - constantă pe catodul VL1.2 + 1.6V, tensiunea GPA în acest punct la 40m (1.05Eff), 20m (0.72Veff) și 80m (0.65Veff)
constantă la catodul VL2.2 + 1.0V, tensiunea propornikului 0,8 Veff (prea mult, desigur, detectorul funcționează cu un curent de rețea mic (o ușoară aplatizare în partea inferioară a sinusului este vizibilă pe oscilogramă), dar în acest caz nu este critic).
Tensiunile DC au fost măsurate cu un multimetru digital cu oscilatoare locale deconectate, iar tensiunile variabile au fost măsurate cu un voltmetru cu tub VK7-9. În absența unui voltmetru industrial, un detector simplu cu diodă cu germaniu poate fi utilizat pentru a controla tensiunea alternativă. Ajustarea ulterioară este destul de tradițională și bine descrisă în literatura de radioamatori. Prin urmare, vom descrie pe scurt etapele principale.

Cu un ULF funcțional, atingerea grilei (pin 6) a VL3.2 ar trebui să provoace apariția unui sunet puternic și mârâit în difuzor. Atingerea rețelei (pin 1) VL2.2 duce la o creștere semnificativă a zgomotului și adesea la recepția puternică a celui mai puternic post de radiodifuziune locală (AM, FM), ceea ce înseamnă că oscilatorul de referință și detectorul de mixare funcționează. Ne asigurăm că primul mixer și GPA funcționează atingând grila (pin 6) VL1.2 cu mâna - acest lucru ar trebui să ducă la o creștere bruscă a nivelului de zgomot cu semne clare ale prezenței semnalelor radio.

Pentru a evita erorile în măsurarea frecvenței oscilatoarelor locale, este mai bine să conectați frecvențametrul la acestea folosind un amplificator tampon auxiliar (Fig. 6) pe un tranzistor KP307 (poate fi înlocuit cu oricare din seriile KP303, KP307, BF245 etc.), situat în apropierea oscilatoarelor locale, în același loc de pe șasiu. Conectând intrarea amplificatorului tampon la catodul (pin2) VL3.1, setăm frecvența oscilatorului local de referință la 300 Hz sub limita inferioară a lățimii de bandă CF. Dacă limitele pentru schimbarea capacității trimmerului C30 nu sunt suficiente, va fi necesar să selectați mai precis capacitățile C33, C34 și, eventual, să porniți o inductanță mică în serie cu cuarțul.

Apoi, comutând intrarea amplificatorului tampon la catodul (pin2) VL1.1, trecem la stabilirea intervalelor de reglare ale GPA. În primul rând, determinăm valorile calculate (indicative) ale condensatoarelor de tracțiune pentru fiecare domeniu folosind programul Circuit 3C, pentru care este necesar să introduceți valorile inductanței bobinei circuitului GPA. , limitele pentru modificarea capacității KPI și limitele de frecvență ale intervalelor din tabelul său.

Pe benzile de 80m și 40m, frecvența VFO va fi mai mare decât frecvența semnalului pe frecvența IF, iar pe banda de 20m va fi mai mică. Deci, pentru versiunea autorului cu un IF de 5047 kHz, frecvențele de acord GPA (cu o marjă mică la margini) în intervale vor fi 8530-8867 kHz (80m), 12030-12260 kHz (40m) și 8940-9320 kHz. Înlocuind aceste valori în tabel, obținem valori calculate capacități ale condensatoarelor de întindere. Valorile C17, C18 vor fi egale cu cele calculate, iar C3, C6 ar trebui să fie mai mici decât cele calculate prin valoarea capacității condensatorului C17 inclus permanent în circuit și, în consecință, C1, C2 ar trebui să fie mai mici decât cele calculate de capacitatea condensatorului C18 inclus permanent în circuit. Având instalați condensatori cu valori calculate în GPA, verificăm intervalele de reglare GPA și, dacă este necesar, selectăm mai precis capacitatea condensatoarelor de tracțiune. După așezarea inițială a gamelor, verificăm și ajustăm stabilitatea frecvenței GPA. Aceasta este partea cea mai dificilă și cea mai critică a configurației. Stabilitatea frecvenței receptorului depinde de minuțiozitatea implementării acestuia. Ar trebui să începeți cu banda de 40 m (capacitatea buclei VFO a acestei benzi rămâne activată pe benzile rămase). După ce ați așteptat 5...10 minute de la pornirea receptorului, este necesar să începeți să încălziți uniform părțile GPA, crescându-le temperatura de la temperatura camerei la -50...60°C în 10...30 minute. Această operațiune este efectuată în mod convenabil prin încălzirea secțiunii șasiului la distanță de la GPA folosind un reflector medical. După încălzire, frecvența la ieșirea GPA se poate modifica cu unități sau chiar zeci de kiloherți, ceea ce este cauzat de lipsa compensării termice a părților circuitului generatorului. Dacă frecvența a crescut după încălzire, coeficientul de temperatură al condensatorilor nodului 7 este negativ și prea mare în valoare absolută, iar dacă a scăzut, acest coeficient este fie pozitiv, fie negativ, dar mic în valoare absolută. După ce a lăsat nodul să se răcească complet, înlocuiți condensatorii care alcătuiesc C17, modificându-le coeficientul de temperatură în direcția corectă și menținând capacitatea totală (nu uitați să verificați setarea începutului intervalului). Prin repetarea acestor operații, este necesar să se realizeze o schimbare a frecvenței GPA după ce temperatura părților sale crește cu 30...40°C cu cel mult 1 kHz. În acest caz, deriva de frecvență a receptorului în proces operatie normala nu va depăși 100-Hz timp de 10 ... 15 minute, ceea ce poate fi considerat satisfăcător. Dacă a fost posibil să se obțină stabilitatea frecvenței GPA pe banda de 40 de metri, atunci compensarea termică pe benzile rămase este cu siguranță realizabilă, dar toate lucrările de selectare a coeficienților de temperatură ai condensatorilor vor trebui probabil repetate pe fiecare. dintre ei. În versiunea autorului, ca condensatoare de întindere KSO, s-a obținut o bună stabilitate a frecvenței în toate domeniile prin instalarea unui singur condensator compensator termic în C17, adică. este format din doi condensatori KTK-1 6.8pF M700 + KSO 82pF.

Configurarea căii IF. Prin aplicarea ieșirii superioare a bobinei de cuplare L 4 Semnal GSS cu o frecvență egală cu mijlocul lățimii de bandă CF, reglați transformatoarele Tr 1-Tr 3 la rezonanța la semnalul maxim la ieșirea ULF. Pentru ca AGC să nu afecteze precizia măsurării, nivelul semnalului GSS trebuie menținut astfel încât tensiunea la ieșirea ULF să nu depășească 0,3-0,4 Veff.

Să trecem la configurarea PDF-ului. Dacă inductanța bobinelor dvs. corespunde cu cea indicată în diagramă (cu ecranele instalate și poziția de mijloc a nucleelor), atunci nu ar trebui să existe diferențe semnificative de capacități. Puteți verifica inductanța folosind un simplu atașament chiar în receptor, fără a lipi bobinele. Al doilea punct important este că bobinele trebuie să fie bine ecranate pentru a exclude cuplaj inductivîntre ele.
Puteți regla PDF-ul direct în circuit (deconectat în mod natural) conectând o sursă de semnal de 50 ohmi (GKCh, GSS) la intrare și o sondă de diodă (detector) pe o diodă cu germaniu la bobina de cuplare L4. Trebuie să începeți în intervalul de 80 m, răspunsul în frecvență necesar este obținut de trimmerele cu bobine și nu mai atingem bobina - pentru a regla intervalul de 20 și 40 m, folosim trimmerele C12C16 și, respectiv, C7C14. Dar este destul de acceptabil să ajustați contururile DFT conform metodei simplificate prezentate în. Cu o antenă suficient de mare, setarea PDF după metoda de mai sus se poate face direct din zgomotul (semnalele) aerului, ținând cont că cea mai bună transmisie, și deci semnale mai puternice, pe benzile de 80 și 40m vor fi în întuneric, iar pe 20m - în lumină .

Pentru funcționarea normală a receptorului (în special pe banda de 80m), este indicat să conectați o antenă externă cu o lungime de cel puțin 10-15m. atunci când utilizați receptorul pe baterii, este util să conectați un fir de masă sau de contrapoziție de aceeași lungime.

Rezultate bune se obțin prin utilizarea țevilor metalice pentru alimentarea cu apă, încălzire sau armăturile balustradelor de balcon în clădirile prefabricate din beton armat ca împământare.

Literatură

1.Noi lămpi de bandă largă. - Radio, 1969, Nr. 2, p. 30-34

2.V.Sidorenko. Circuite de intrare receptor de comunicare. - Radio, 1973, Nr. 4, p. 24-26

3.V.Poliakov. Despre selectivitatea reală a receptoarelor HF. - Radio, 1981, Nr. 3, p.18, Nr. 4, p..21
4. Belenetsky S. Receptor HF cu bandă dublă „Kid”. - Radio, 2008, nr. 4, p. 51, nr. 5, p. 72.

5. Materiale ale forumului „Receptor cu trei tuburi cu trei benzi pe 6F12P” http://www.cqham.ru/forum/showthread.php?t=16373

6. Stepanov B. HF cap la multimetru digital. - Radio, 2006, Nr. 8, p.58,59.

7. Belenetsky S. Receptoare amatoare pe tranzistoare cu efect de câmp cu poartă dublă. – Radio, 2012, Nr. 2, p. 60-63

8. Belenetsky S. Prefix pentru măsurarea inductanței în practica radioamatorului. - Radio, 2005, Nr. 5, p.26

1 2 moduri de lampă

Transmițător AM cu modulație CLC

Transceiver cu un singur tub de 28 MHz

Transceiver-ul este foarte simplu și conține un număr minim de piese. Recepția și transmisia sunt efectuate pe aceeași frecvență. Reglarea la o anumită frecvență este efectuată de un condensator variabil C1. Comutator "RX-TX" S1 - comutator dublu.

S1.1 pornește telefonul T, iar S1.2 scurtează microfonul. În poziția de recepție, lampa funcționează ca un detector super-regenerativ. C3 și R3 sunt folosite pentru a regla feedback-ul necesar pentru funcționarea normală a generatorului RF.

Comunicarea cu antena este selectată prin modificarea distanței dintre bobinele L1 și L2, astfel încât super-regenerarea să nu fie perturbată atunci când antena este pornită. Orice triode sau pentode conectate la triode pot fi folosite în transceiver.

Date despre bobine, bobine și transformator.

L1 - 10-20 spire de sârmă PEL-0,8 pe un cadru Ø 18 mm.
L2 - 7 spire ale aceluiași fir pe același cadru.
Dr1-Dr2 - 80-100 de spire de fir PEL-0.12 pe rezistențele VS-1 cu o rezistență de cel puțin 100 K.
Dr3 și Tr1 - de la un receptor de radiodifuziune cu tuburi de clasa 3-2

De la receptorul UW3DI-1

Circuitul receptorului

„Orga stradală”

Legenda spune că mișcarea „huliganilor de radio” a luat naștere la sfârșitul anilor 60, în timpul dezghețului Hrușciov, și a atins apogeul în 1965-75. Pentru difuzarea și experimentele lor, a fost aleasă gama de unde medii...

Frecvențele ocupate

1600-3000; 3900 - 3950; 5750 - 5840; 6195 - 6400; 6900 - 6985; 7400 - 7500; 9200 - 9300 kHz - 10460 kHz....

Orga de butoi cu ULF

Varianta de butoi

Oscilatoare stabile

 Opțiunea 1

În cazul dificultăților de generare, includerea unui șoc între R al catodului și șasiu va ajuta. Pentru 6N15P Rk - 5.1 com, pentru 6N16B - 6.2 com. Când rezistorul de 10k din anodul L2 este înlocuit cu 51k și U din anod este crescut la 150 volți, consumul de curent pe anodul L1 crește la 1 mA și curentul total al catodului ajunge la 1,5 mA

Opțiunea 2

Rama conturului este un material de înaltă frecvență. L1 și L2 sunt înfășurate în aceeași direcție și L2 este, așa cum ar fi, o continuare a lui L1; spirele sale sunt situate pe partea capătului „rece” al lui L1 la o distanță de un diametru de sârmă, adică. aproape aproape. Este indicat să luați firul în varianta de 28 MHz cu diametrul de 2 ... 2,5 mm și mai bine placat cu argint. Distanța dintre spire este egală (la 28 și 21 MHz) cu diametrul firului, dar trebuie să fie aceeași pentru ambele bobine. Numărul de spire (pentru 28 MHz) este L1-6, iar pentru L2-2,5 cu diametrul cadrului de 22 mm. Bobina de feedback L2, în orice caz, nu trebuie să conțină mai mult de 1/3 de tură de la bobina L1.

Transceiver „Rubin-M”

Receptor de control Fox Hunting

Receptorul are două game: 3,5 - 3,65 MHz și 28 - 29,7 MHz. Sensibilitatea receptorului nu este mai mică de 2-3 microvolți. Modulație-AM

 „A ajuta radioamatorul” nr. 16 p. 10

Transceiver cu tub cu conversie directă

I.Grigorov UZ3ZK

În revista clubului englez QRP SPRAT Nr. 67, a fost publicată o diagramă a unui receptor cu tub de conversie directă. După ce am asamblat și m-am asigurat că funcționează perfect, am transformat acest receptor într-un transceiver. Este atât de ușor de configurat încât chiar și un radioamator începător îl poate asambla din „junk”, care de obicei este întotdeauna la îndemână.

Funcționarea transceiverului

Amplificatorul de înaltă frecvență este asamblat pe lampa L1. Din acesta, prin circuitul L4 L5 C9, semnalul este alimentat la mixer, realizat pe lampa L4. Din acest mixer, un semnal de joasă frecvență prin filtrul C18 R11 C19 intră în ULF, realizat pe L7. Câștigul de înalte și bass poate fi reglat folosind potențiometrele R5 și R16.

Oscilatorul local este asamblat conform circuitului inductiv în trei puncte de pe lampa L2. Circuitul L3 C3 C2 este reglat la o frecvență jumătate din frecvența de operare, a doua armonică este evidențiată pe circuitul L6 C7.

Driverul de pe lampa L5 amplifică semnalul oscilatorului local la valoarea necesară pentru a construi treapta de ieșire pe lampa L6 până la 10 wați.
Transceiver-ul funcționează în semi-duplex, adică. pentru a comuta în modul de transmisie, trebuie doar să apăsați tasta. În acest caz, catozii lămpilor L5 și L6 sunt legați la pământ prin curent continuu prin comutatorul cu lame G1, care va împământa și antena receptorului.

Configurare transceiver

Un transceiver asamblat corect din piese reparabile nu necesită ajustare. Este necesar doar să setați frecvențele circuitelor folosind GIR-ul sau într-un alt mod. Când UHF este excitat, este selectat un rezistor R4. Cu o amplificare insuficientă a ULF, un condensator electrolitic cu o capacitate de 5 - 10 microfarad este conectat în paralel cu R19. Dacă veți lucra pe mai multe intervale, atunci condensatorul C * este selectat astfel încât să nu existe o diferență vizibilă de sensibilitate atunci când treceți de la un interval la altul.
Acest transceiver nu folosește un circuit dedicat de schimbare a frecvenței pentru RX/TX. O astfel de schimbare are loc automat datorită diferenței de capacitate a lămpilor L5 pornite și oprite. În versiunea mea, offset-ul RX / TX era de 200 - 300 Hz pe 160 și 80 de metri și aproape 1000 Hz sau mai mult pe 28 MHz.

Detalii transceiver

Ca lampă L1, puteți utiliza 6Zh2P, 6Zh38P, 6Zh9P, 6Zh8. Cea mai bună lampă pentru oscilatorul local - 6Zh2P. Dar 6Zh1P, 6Zh38, 6Zh9P, 6Zh7, 6Zh8 funcționează și cu rezultate mai proaste. În loc de L3, puteți folosi orice altă lampă sau diodă zener semiconductoare pentru o tensiune de 100 - 150 V. Cea mai bună lampă pentru mixerul L4 este 6N2P, dar se poate folosi și 6N1P, 6N14P, 6N15P. Ca lampă L6, puteți folosi 6P9. De asemenea, puteți utiliza tetrode puternice fără o rețea antidinatron prin comutarea antenei în modul RX / TX folosind un releu. În amplificatorul de joasă frecvență (L7), 6N1P va funcționa bine.

1 - Bobinele sunt realizate pe rezistențe MLT-2 cu o rezistență peste 100 kOhm, înfășurându-se pe toată lungimea;
2 - Bobinele sunt realizate pe rezistențe VS-2 cu o rezistență peste 100 kOhm;
* - Deasupra - numărul de spire, dedesubt - lungimea înfășurării în mm;
L1 este înfăşurat peste L2, L4 - peste L5;
L1 și L4 reprezintă aproximativ 30% din spirele lui L2 și, respectiv, L5;
Comutatorul cu lame folosit a avut 30 mm lungime și 3,5 mm în diametru. Pe el au fost înfășurate 300 de spire de sârmă PEL-0.1.
Dacă antena dvs. nu este constantă, atunci condensatoarele constante C31 și C32 trebuie înlocuite cu variabile. Dimensiunile transceiver-ului în acest caz vor crește. Toți condensatorii de blocare au fost de tip SGM. Condensatoare în buclă și tranziție de tip KT. Condensatoare C28, C29, C30 tip MBM.

Design transceiver

Transceiver-ul a fost asamblat pe un șasiu din fibră de sticlă cu două fețe cu dimensiunile de 200 x 240 x 40 mm. Poziția spațială a pieselor a coincis cu poziția lor pe diagramă. Inductoarele detașabile, realizate pe baze din tuburi radio din seria octală, au făcut posibilă schimbarea intervalului destul de rapid. Instalarea elementelor radio a fost efectuată printr-o metodă articulată.
Când înlocuiți C31, C32 cu condensatori variabili, instalați un dispozitiv de măsurare în circuitul anodic al lămpii L6, dimensiunile transceiver-ului vor crește, dar va deveni mai convenabil să lucrați.

Receptor pentru „vulpi de vânătoare” la 144 MHz

Revista „Radio” 1961/№04

Un exemplu de utilizare a lămpilor 6zh1b în echipamente de amatori

p.s. Odată, când nu erau lămpi 6zh4, 6k4 la îndemână, am scos capacele de fier de pe ele, am lipit 6zh1b în mijloc și am asamblat lampa în starea inițială. Vă asigur că dispozitivele nu au funcționat mai rău decât cu cele native „de călcat”.

Receptor cu tub de 1,45-3,8 MHz

L.Babaev UR5MSC