inurl製品のランプを使用した自作のHF受信機。 単管再生器、二管スーパーヘテロダイン...

この受信機は、電信、電話で運用されているアマチュア無線局からの信号を 10、14、20、40、80 m の範囲の片側波帯で受信するように設計されており、短波管受信機には 8 つのサブバンドがあります。 各サブバンドは 500 kHz の周波数帯域をカバーします。 アマチュアバンド 14、20、40、および 80 m はそれぞれ 1 つのサブバンドを占有し、受信機のスケールの始まりは範囲の始まりと一致します。 10 m の範囲は 4 つのサブバンドに分割されます。 信号対雑音比が 3:1 の受信機の感度は 1 µV よりも悪くありません。 隣接チャネルの選択性は、可変帯域幅の水晶フィルターによって提供されます。 受信機は、干渉局からの信号を抑制できるフィルターを使用します。 受信機は 127 または 220 V の AC 主電圧によって電力供給され、消費電力は 90 ワット以下です。

短波管受信機は、二重周波数変換を備えたスーパーヘテロダイン回路を使用して作られています。 概略図を図に示します。 1. 受信機の入力部には、ランプ L1 (6K4) の RF 増幅器、ランプ L2 (6Zh4) の最初のコンバータ、およびランプ 6Zh4 (L6) の最初の局部発振器が含まれています。 局部発振周波数は水晶により安定化されています。 局部発振器は、受信信号よりも低い周波数で動作します。

局部発振器の周波数は固定されているため、第 1 中間周波数は 2190 kHz から 2690 kHz まで変化します。 局部発振器は電子通信を伴う回路に従って作られています。 L6 ランプのアノード回路内の回路は、放出される水晶高調波の周波数に同調されます。 これらの回路のある程度の離調は調整可能です 出力電圧局部発振器 水晶 Kv2 ～ Kv9 の周波数と割り当てられる高調波の数を表に示します。 1

同じ表は、局部発振器の周波数が受信信号の周波数よりも高く選択された場合の水晶局部発振器の周波数を示しています。

最初の周波数コンバータはシングルグリッド回路を使用して組み立てられます。 そのアノード回路には、容量結合されたバンドパス フィルター (L15 L16 C26 ～ C32) が含まれています。 このフィルタの帯域幅は約 25 kHz です。 選択した帯域幅により、 起こり得る間違い 2 番目のコンバーターと連動して、ミラー チャネルに沿って高い選択性を提供します。 6Zh4 (L3) ランプの 2 番目のコンバータは、最初のコンバータと同様に、アノード負荷として二重回路石英フィルタを備えたシングルグリッド回路に従って作られています。 受信帯域幅を 0.5 ～ 2.5 kHz の範囲で変更するには、Kv10 水晶の共振周波数に対して異なる方向に水晶フィルタ回路を同時に離調します。

2 番目の局部発振器は、誘導結合を備えた 3 点回路を使用して 6Zh4 (L7) ランプ上に組み立てられます。 2675〜3175kHzの周波数帯域内でスムーズにチューニングできます。 L7ランプのアノード電圧はツェナーダイオードSG4S(L15)を使用して安定化しています。

2 番目の回路 L18 C38 C107 からの信号電圧は、6N8S (L4) ランプ上に作られたカスケードに供給されます。 このカスケードは過小励起発電機であり、その回路 L19C43 ～ C45 は干渉局の信号を抑制するように接続されています。 この回路の等価品質係数は非常に高いため、非常に狭い抑制帯域 (50 ～ 200 Hz) を得ることができます。 これにより、受信局の周波数に隣接する周波数で動作する妨害局を抑圧することが可能となります。 コンデンサC45を使用してL19C43～C45の回路を再構成することで、抑圧周波数を簡単に変更することができます。 抑制フィルタはスイッチ Bk2 を使用してオフにできます。

この段階の後、信号は 6K4 ランプ (L8 と L9) を使用して作られた 2 番目の IF の 2 段アンプに送られます。 操作タイプ スイッチ P3 を使用すると、(図によると) 6G2 (L11) ランプの左側にある電話信号のダイオード検出器、または 6N8S (L10) ランプの CW および SSB 信号の混合検出器を接続できます。 IFアンプの2段目の出力。 このランプの（図によると）左側の三極管にはカソードフォロアが組み立てられ、右側には周波数変換器が組み立てられています。 後者は次のように動作します。 受信局の信号電圧はカソードフォロアから混合三極管のカソードに供給され、3番目の局部発振器の電圧は（回路的には）左側の三極管に組み付けられたカソードフォロアを介してグリッドに供給されます。 6N8Sランプ(L13)とスイッチP3。 その結果、負荷抵抗Ｒ４５に低周波電圧が放出される。 チョーク Dr3 は、コンデンサ C88 および C88 とともに、コンバータの結合周波数が受信機の低周波パスに入るパスをブロックするフィルタを形成します。

3 番目の局部発振器は、容量性フィードバックを備えた回路に従って、6N8S (L13) ランプの右側 (回路に従って) の三極管で作成されます。 6G2 ランプの右側のダイオード (L11) は、AGC 検出器として機能します。 受信機は遅延AGC回路を使用しています。 AGC 電圧はランプ L8 および L9 の制御グリッドに供給されます。 必要に応じて、AGC システムはスイッチ Vk1 によってオフにできます。

AGC に加えて、受信機にはポテンショメータ R1 (RF アンプ) と R59 (2 番目の IF アンプ) を使用した個別の手動ゲイン制御があります。 これらのポテンショメータへの負電圧は、整流器の共通マイナス回路から供給され、直列接続された 2 つのシリコン ツェナー ダイオード D813 (D1D2) によって安定化されます。

低周波増幅器はシングルエンド回路に従って組み立てられ、6G2 (L11) ランプと 6P6S (L12) ランプの三極管で動作します。 ULF 回路には特別な機能はありません。 出力トランス Tr2 の 2 次巻線にはタップが巻かれており、ハイインピーダンスのヘッドフォンもローインピーダンスのヘッドフォンも接続できます。 受信信号の強度を客観的に評価するために、受信機にはSメーターが取り付けられています。その指示計は、感度100μAのM-494タイプの微小電流計です。 S メーターのスケールは対数に近いです。 抵抗スライダー R39 の位置を変更することにより、S メーターデバイスがゼロに設定され、抵抗 R37 が S メーターの感度を調整します。

受信スケールの校正を確認するための石英校正器は、6Zh8 (L5) ランプに組み込まれています。 ジェネレータ モードは、基本周波数 (1000 kHz) の高調波が高レベルになるように選択されます。 Kn1 ボタンを使用してキャリブレーターをオンにします。

受信機のアノード回路に電力を供給するには、5Ts4S (L14) ランプで作られた従来の全波整流器が使用されます。

構造と詳細。 レシーバーシャ​​ーシは2mm厚ジュラルミン製。 受信機の地下室には 3 つのシールドされたコンパートメントがあります。 これらには、プリセレクター、RF アンプ、2 番目と 3 番目の局部発振器の回路が含まれています。 2 番目の局部発振器の部品が配置されているコンパートメントから、受信機のスケールを調整するために、調整されたコンデンサ C70 がスロットの下のフロント パネルに引き出されます。 すべての受信回路はアルミニウムのスクリーンで囲まれています。 すべてのコイルのデータを表に示します。 2.

シャーシの上部には、抑制カスケード部品が配置されるシールドされたコンパートメントがあります。 オペレータの手の接近による抑制カスケードの調整のずれを排除するには、C45 コンデンサのローター軸を絶縁材料で増やす必要があります。 メインチューニングユニットС26С32С71には、1:5と1:30の2つの減速段階を備えたバーニアが付いています。 出力トランス Tr2 のコアは Sh-16 プレートから組み立てられており、セットの厚さは 20 mm です。 この変圧器の一次巻線には 1600 巻の PEV 0.15 ワイヤが含まれ、二次巻線には 73 巻のタップを持つ 500 巻の PEL 0.25 ワイヤが含まれています。 電源トランスTr1とフィルターチョークDp4のデータを表に示します。 3.

受信機を組み立てる前に、Q メーターを使用してすべてのインダクタを事前に取り付けることをお勧めします。

受信機本体は厚さ 1 mm の亜鉛メッキ鉄製で、ハンマーエナメルでコーティングされています セットアップ: まず、正弦波出力電圧を取得する必要がある 3 番目の局部発振器をセットアップします。 これを行うには、L13 ランプの右側 (図によると) 三極管のアノードとカソードの間にオシロスコープを接続します。 受信機の電源を入れ、オシロスコープの画面上の曲線の画像を観察し、その形状が満足できない場合は、正弦波電圧が得られるまでグリッド回路の抵抗と右側の三極管 L13 のアノードを選択します。 同じランプの左側の三極管の陰極から除去される電圧は少なくとも 10 V でなければなりません。

この後、混合検出器のセットアップを開始します。 これを行うには、オシロスコープを L11 ランプの三極管グリッドに接続します。 作業スイッチ P3 のタイプは「SSB、CW」位置にする必要があります。 周波数 485 kHz の信号が、GSS-6 からランプ L10 の右側（図によれば）三極管のグリッドに供給されます。 3 番目の局部発振器の周波数は、GSS 周波数と 1 kHz 異なるように設定されます。 オシロスコープの画面で観察される LF 電圧曲線は、GSS 信号の電圧レベルが 20 dB 変化しても正弦波形状を維持する必要があります。 そうでない場合は、第 3 局部発振器から検出器に供給される電圧を変更する必要があります。

2 番目の IF の増幅段は 485 kHz の周波数に調整されています いつものやり方で。 干渉局を抑圧するためのカスケードは次のように設定されます。 ポテンショメータ R18 を回転させると、カスケードが自励します。 この場合、電話機は、抑制カスケードと 3 番目の局部発振器によって生成された周波数ビートの音を聞くことができるはずです。 コンデンサ C45 は中間位置に配置され、コイル L19 のコアを回転させることでゼロビートが達成されます。 抑制カスケードが励起されない場合は、抵抗 R18 の値を下げる必要があります。 この後、抵抗エンジンＲ１８はビートが消えるまでスムーズに動作する。 これで抑制カスケードの確立が終了します。

2 番目の局部発振器はヘテロダイン波長計を使用して調整されます。

調整されたコンデンサ C70 の静電容量を変更することにより、局部発振器によって生成される周波数が 2675 ～ 3175 kHz の範囲にあることが保証されます。 2 番目の局部発振器を調整したら、回路 C26 C27C28 および L16 C30 C31 C32 の構成を開始します。 これを行うには、GSS からランプ L2 の制御グリッドに 2190 kHz の周波数の信号を適用し、可変コンデンサ C26 C32 C71 のブロックのハンドルを「0 kHz」の位置に設定する必要があります。受信機スケール。 コイル L15 と L16 のコアを回転させることにより、最大の出力信号が得られます。 設定は範囲内のさらにいくつかのポイントでチェックされます。 最初の局部発振器のセットアップは、水晶を選択し、すべての範囲で約 1 ～ 2 V の同じ電圧を取得することから構成されます。 電圧値は、局部発振器のアノード回路内の対応する回路を調整することで変更されます。

HF 回路は、調整されたコンデンサ C1 と C15 で 3.5 MHz、7 MHz - C2 と C18、14 MHz - C5 と C16、21 MHz - C4 と C20、28 MHz - C7 と C17 の範囲で調整されます。 この場合、プリセレクタ C9 ～ C22 の可変コンデンサのブロックのハンドルは、対応する範囲のスケールの中央に設定されます。 キャリブレータは 10 m の範囲に設定され、抵抗 R20 R24R23 を選択することにより、キャリブレータ信号の可聴性を最大限に高めることができます。

S メーターは次のように校正されます。 GSS から 100 μV の電圧の信号が受信機入力に供給され、微小電流計の目盛にマークが付けられます。 次に、マークは 50.25 の電圧で作成され、次に 5 µV 後に作成されます。

これで短波管受信機のセットアップは完了です。

3管式 トライバンド受信機短波

セルゲイ・ベレネツキー (US5MSQ) ルガンスク、ウクライナ

多くの同僚と同様、私もトランジスタや超小型回路が広く使われていた時代にラジオの世界に来ており、真空管の設計とは何の関係もありませんでした。 ラジオ真空管への関心が高まったのは比較的最近、数年前です。 本質的に、私にとってまったく未知の、この真空管通信技術の世界、興味深く、時にはユニークな設計と回路ソリューションに真っ向から飛び込み、私は家のコレクションとして真空管時代の人気のある軍用受信機をいくつか入手しました (R-309、R-311) 、RPSは、R-250MとM2をかなり長い間試着して聴きましたが、後者を購入することを拒否しました）。 残念ながら、元々は他の目的やタスクのために開発されたものですが、非常に優れた機構と古典的な回路設計にもかかわらず、現代の電波でのアマチュア無線の観測にはあまり適していません。 その理由は、まず第一に、DD が低く、利得が過剰であるため、受信機自体の非常に大きく耳をつんざくようなノイズと、隣接するチャネルの選択性が低く、現代の放送には完全に不十分でした。

しかし、ラジオ真空管の不思議な魅力は手放すことができず、今日の観点から、いくつかの時代遅れの標準を破棄して、放送波を快適に聞くことができるかなりシンプルな手作りの真空管受信機を作成したいと思いました。

優れたメカニズムを「ひざまずいて」作ることは、少なくとも私にとっては問題です。なぜなら... 正直に言うと、私はあまりメカニックではないので、サーキットを選ぶときは、古い 3 管式家庭用受信機の既存のシャーシを参考にしました。 受信機は6F12P複合ランプ（三極管+五極管）を使用しており、高い相互コンダクタンス、低い固有ノイズ、電流電圧特性の直線性の向上、そして同時に熱に関して非常に経済的なというユニークなパラメータの組み合わせを備えています。 このノスタルジックな衝動の結果を以下に説明します。

この受信機は、最も人気のある 3 つのアマチュア無線帯域の単側波帯および CW 信号を受信するように設計されています。

主な技術的特徴:

動作周波数範囲、MHz................................................................. ………………3.5、7、14

受信パスの帯域幅 (レベル -6 dB)、Hz.... 300...3300*

感度、μV (信号/ノイズ 10 dB)、悪くない....................................................0.5 (14 MHz)

……… ……….1.0(7MHz)

…… …………..2.0(3.5MHz)

隣接チャネル選択性、dB、周波数離調あり

+4.9 kHz および -1.5 kHz 以上のキャリア.................................................................... .. ................................60*

レベル 6/60 dB でのエンドツーエンド周波数応答の角型係数................................................2.2*

AGC調整範囲、dB、................................................ ................................................................................... 38

最大出力 8 オームの負荷における LF パスの電力、W 以上.... 0.3

主電源から消費される電力、W、もう不要.................................................................................... 30

* - 石英フィルター (CF) のパラメーターによって決定されます。

受信機の概略図を図1に示します。 これは、1 つの周波数変換を備えた古典的なスーパーヘテロダインです。 最初のランプに基づいて、別の局部発振器 (三極管 VL1.1) を備えた周波数変換器 (五極管 VL1.2) が作成されます。 2 番目のランプには、単段増幅器 (5 極管 VL2.1) と混合検出器 (3 極管 VL2.2) が付いています。 3 つ目は、単段 ULF (五極管 VL3.2) と基準局部発振器 (三極管 VL3.1) です。 アンテナからの信号は、二重回路バンド PDF の最初の回路の結合コイル L1 (切り替え可能なバンド コンデンサーを備えたコイル L1L2 と L3L4、レンジ スイッチは 40m の位置に示されています) に供給され、結合コイル L4 から、帯域外干渉が除去された信号は、負荷抵抗器 R4 とミキサー VL1 の制御グリッドに供給されます。 繰り返しを容易にするために、3 バンド PDF は、回路間の外部容量結合と、ソースと負荷との誘導結合 (結合コイルを介した) を備えた単純化された回路 (コイル 2 つだけ) に従って作成されます。 かなり高い IF (4 ～ 9 MHz) を備えたこのような構造は、優れた帯域選択性とミラー チャネルの抑制を提供するだけでなく、遠方ゾーンでの減衰の増加も実現します。これは、特に強力なブロードキャスト DV、MF がある場合に重要です。またはお住まいの地域の VHF 送信機。 PDF は、アンテナ抵抗が 50(75) オーム、負荷が 1 kオームになるように最適化されています。 その透過係数は周波数に比例して変化し、80m 帯域では少なくとも (0.8)、20m 帯域では最大 (2.0) となり、低周波数帯域でのノイズと放送妨害のレベルの増加をある程度補償します。 スイッチング接点を順次接続する適用された PDF レンジスイッチング回路により、スイッチング接点の数を減らすことができ、リモート (電子) 制御が必要な場合は、リレー 2 つだけで実装できます。

ミキサーは、低ノイズ VL1.2 五極管上のシングルグリッド回路 (カソードに GPA 信号が供給される) に従って作られています。 カソード抵抗 R7 の値は、動作点がアノード - グリッド電流電圧特性の下側の曲線 (約 1.7+-0.2V) に移動するように選択されます。 最大の変換勾配 (約 1/4 Smax) を得るには、GPA 電圧の振幅がカソード バイアス電圧と等しくなければならず、実効電圧 (電圧計で測定した値) はそれに応じて 1.41 分の 1 になります。 約 1.2 ～ +0.15 Veff。 最初のコンバータの自己ノイズ レベルは約 0.3 μV (これは、ミキサー自体のノイズと、低ノイズ三極管で発生する GPA からのほぼ等しい寄与の合計です)、これは 0.9 μV の感度に相当します。 (s/ノイズ = 10 dB の場合)。 所定の値（アンテナ入力から少なくとも 0.5 µV、これは 20 m の範囲でも十分以上）を取得するには、PDF 伝達係数が約 2 回選択されます。これ以上の価値はありません。そうしないと、ノイズで著しく損失してしまいます。免疫。 たとえば、PDF 出力回路を完全に組み込んだ場合、感度は約 2 倍 (6 dB) 向上しますが、DD2 は約 4 倍 (12 dB)、DD2 は 8 倍 (18 dB) 低下します。これは、現代の過負荷の低周波数域にとっては非常に望ましくないものです。

VL1.1 三極管の GPA は、安定性の高い L5 コイルに基づいた誘導 3 点回路に従って作られています。 ランプの相互コンダクタンスが高いため、回路への完全なグリッド接続ではなく、L5 コイルのタップに適用できることが判明しました。これにより、ランプの不安定化の影響が軽減され、周波​​数安定性の向上に役立ちます。 。 周波数チューニングは可変コンデンサ C13 (KPE) によって実行され、その容量変化の範囲は制限されており、レンジストレッチコンデンサ (20m の範囲では C6、C18、40m - C1、C17、80m - C2) によって設定されます。 、C3)。 コンデンサーをストレッチするために私が選択したスイッチング回路は、見た目にはやや珍しいものですが (図では、コンデンサーが敷設される範囲を青色で示しています)、これによりオーバーランを軽減し、周波数安定性を向上させることができます。 レンジを切り替えるとき、回路容量の大部分は常に接続されたままになります。

コンバータの負荷は共振変圧器Tr1С25であり、これはいくつかの機能を実行します-有用な信号の予備選択、ガルバニック絶縁、および石英フィルタ（CF）を備えた五極管上のコンバータの高出力抵抗のマッチングです。 CF 出力は比較的大きな値と一致しています。 入力インピーダンス共振トランス Tr2С28 経由の VL2.1 アンプ。 このおかげで、当社の受信機は、自家製または工業用のほぼすべての石英フィルターの使用と最適なマッチングを可能にします。

この点について詳しく見てみましょう。 UHF/UPF の安定した動作 (増幅) を確保するには、アノード回路とグリッド回路の共振抵抗が特定の値を超えてはなりません。これは、主に電流の動作点におけるパススルー キャパシタンスと相互コンダクタンスの比に依存します。 - 特定のランプの電圧特性。 UHF/IHF カスケードの安定性の理論と設計方法については、無線受信機に関する多数の参考書や教科書で詳しく説明されており、必要に応じて自分で読むこともできますが、ここでは既製の表を使用します (付録を参照) )、一般的なランプと動作周波数の許容負荷抵抗を示します。

ご覧のとおり、周波数 5 MHz の 6F12P 五極管の場合、グリッドおよびアノード回路の抵抗は 3.7 kΩ を超えてはなりません。 余裕を持って3kΩを選択します。

コンバータの場合、グリッド回路とアノード回路の共振周波数は通常大きく異なるため、アノード負荷の値を数倍、さらには一桁大きく選択することができます。 このため、12kΩを選択します。 フレームとコアの品質に応じて、コイルの設計品質係数は 60 ～ 160 の範囲になる可能性があり、したがって、回路の共振抵抗は事前に予測できず、大きく異なる可能性があります (数倍)。倍) から計算されます。 たとえば、インダクタンスが 6.4 μH、IF が 5.047 MHz の場合、共振抵抗は 12 ～ 32 kΩ になります。これがコンバータの出力抵抗になります (五極管の出力抵抗は数百 kΩ であり、計算では無視されます）。 では、この抵抗の値が予測できない場合、CF はどの値で調整されるべきでしょうか? 設計の良好な再現性を確保するために、製造時に CF マッチング回路を計算し、コンバータの出力抵抗 (実際にはアノード回路の共振抵抗) を可能な限り最小限に選択します。より高い品質係数を実現するには、回路内にシャント回路 Tr1C25 抵抗 R32 を設けます。これにより、必要に応じて散乱を除去し、CF マッチングを最適化できます。 同じ機能（グリッド回路 Tr2 とアノードタップ Tr3 の抵抗を計算上の 3 kOhm にすることで、アンプの安定した動作を保証します）は R31 と R33 によって実行されます。 Tr1、2、3として、SB-12aに巻いた同じ設計のIFトランスを使用しました - 16ターンの輪郭コイルPEV 0.17-0.25、3セクションの標準フレームの2つのセクションに配置、通信コイルは-8ターンのPELSHO、 3番目のセクションに巻かれています（これはすべて、高電圧アノード回路から確実に絶縁するためです）。

この回路では、数十オームから数キロオームの特性抵抗を持つ、4 ～ 10 ～ 12 MHz の周波数で、自作または工業用の CF を使用できます。 これを行うには、周波数に合わせて IF 回路を再計算し、ミキサー Tr1 のアノード回路と IF Tr2 のグリッド回路に CF が含まれる度合い (結合コイルの巻き数) を決定する必要があります。

UHF/アンプのカスケードの決定要因は、安定した増幅を確保する条件であるため、IF値に応じてアンプのアノード回路とグリッド回路の共振抵抗を表から選択することをもう一度強調したいと思います。ミキサーの場合は約 10 ～ 12 kΩ です。 これが初期データになります。 IF回路の特性インピーダンス(共振周波数における回路コイルとコンデンサの誘導性または容量性抵抗)を200オームに近い値に選択することをお勧めします。回路の静電容量とインダクタンスの値は次のとおりです。 5.047 MHz IF の図は、IF 周波数に反比例して変更する必要があります。 回路内に CF がどの程度含まれているか、つまり 結合コイルに対するループ コイルの巻数の比は、計算されたループ抵抗と CF の特性抵抗の比の平方根に等しくなります。 非常に単純な算術。 いくつかの実践例

1. 私の場合、特性抵抗が 3 kOhm の既製の工業用 CF を 5.047 MHz で使用しました。 ミキサーのアノード回路の抵抗を 12 kΩ とすると、結合コイルの巻き数の比は 1/2 に等しいと判断します。 6.4 µH ループ コイルには 16 ターン (SB12a コア)、つまり 通信コイルは 8 ターン必要です。 3 kΩ のグリッド回路は、結合コイルを使用せずに CF に直接接続できます。

2. 一般的な PAL 周波数 (8865 kHz) に合わせて回路を再計算しましょう。AVERS によって製造された HF に焦点を当てます (自家製のものは同じオーダーの抵抗を持っています)。 8 クリスタル CF の入出力インピーダンスは約 240 オームです。 表から、9 MHz インバータの場合、インバータのグリッドおよびアノード回路の抵抗は 2.8 kΩ を超えることができないことがわかります。 わずかなマージンを持って 2.5 kOhm を受け入れ、ミキサーのアノード負荷は 10 kOhm であるとします。 回路容量とインダクタンスは、8.865 MHz/5.047 MHz = 1.75 倍、つまり IF = 8865 kHz では、コイルのインダクタンスは = 3.6 μH (SB-12a で 13 ターン)、コンデンサは 82 pF である必要があります (残りは取り付け容量とランプの出力容量によって追加されます)。 次に、変圧器の結合コイルを計算しましょう。Tr1 の場合、ルート (10 kOhm/240 Ohm) = 6.5、つまり 通信コイルは 13/6.5 = 2 巻きにする必要があり、Tr2 のルート (2.5 kOhm/240 Ohm) = 3.2、つまり 通信コイルは 13/3.2= 4 巻きにする必要があります。

3. で使用されているものと同様、周波数 5.25 MHz、Rf = 490 オームの自家製四結晶 HF があります。 この場合、輪郭要素の値は同じままで、1 次 IF トランスの結合コイルの巻数の比はルート (12 kOhm/490) = 5 倍に等しく、 2 番目の IF トランスはルート (3 kOhm/490) = 2.5 倍に等しくなります。

整合グリッド回路トランス Tr2C28 を通した CF の出力からのフィルターされた信号は、OK の標準回路に従って VL2.1 五極管で作られたアンプの最初のグリッドに供給されます。 モード別 直流カソード抵抗 R13 の両端の電圧降下 (カソード自動バイアス) により自動的に設定され、その値は 11 ～ 13 mA 程度のアノード電流を確保するように選択されます。 Tr3C36 昇圧 (電圧 2 倍) 共振トランスをアノード負荷として使用し、アノード負荷抵抗を 3 kOhm に制限しながら、検出器入力の信号電圧を同じ 2 倍に増加させることができました。 。

三極管検波器 VL2.2 も、カソードに電源を供給するシングルグリッドミキサーの回路に従って作られています。 交流電圧リファレンスジェネレータ。 ジェネレータ信号は、並列接続されたコンデンサ C37 と C38 を介して供給されます。 これは、ミキシング検波回路ではIF信号だけでなくLF信号も動作するためです。 後者の場合、カソード抵抗 R19 が OOS を形成し、低周波数でのゲインが 2 ～ 3 倍低下します。そのため、低周波数では、R19 を十分に大きな容量の電解コンデンサで (インダクタ L6 を介して) シャントすることをお勧めします。透磁率1000〜2000の直径7〜10 mmのリングに巻くには、5 MHzのIFの場合は15〜20回、500 kHzの場合は2〜3倍で十分です）。

基準周波数水晶発振器は、標準的な 3 点容量回路に従って VL3.1 三極管で作られています。 水晶と直列に接続されるリアクタンスのタイプ (コンデンサまたはインダクタンス) は、必要な生成周波数を達成するために、特定の水晶に合わせて選択されます。 私の水晶標本 (約 5046 kHz の周波数まで研ぎました) の場合、CF の周波数応答の下側の傾きに移動するには、約 80 pF の静電容量が必要でした。
実際、調整要素をどこでどのようにオンにするかは重要ではありません。調整要素は水晶と直列にすることもできますが、水晶または容量性分割器のコンデンサのいずれかに並列にすることもできます。 コンデンサが直列に接続されている場合、水晶にかかる電圧は係数に比例して大きくなります。 容量性分圧器を分割する (通常は 3 ～ 5 倍ですが、それ以上の場合もあります。つまり、水晶では RF 電圧が 5 ～ 7Veff に達する可能性があります)、すべての水晶が耐えられるわけではありません (最新の小型輸入品はこの点で特に重要です)。安定性が保たれるため、私は 2 番目のオプションを好みました。

アノード負荷 R22 で分離された有用な信号は、カットオフ周波数が約 3 kHz のクリーンアップ 2 リンク ローパス フィルター C40R25C41 を介して、VL3.2 で作成された 1 段 ULF の入力に供給されます。標準的なトランスパワーアンプ回路に準拠した五極管。

出力トランスとしては、一般に係数を持つ家庭用真空管受信機やテレビのほぼすべての出力トランスを使用できます。 約 30 ～ 40 回の変換、および少なくとも 8 オーム (できれば 16 オーム) のインピーダンスを持つスピーカー。 より高いインピーダンスのスピーカーを選択するには、次の 3 つの重要なポイントがあります。
1. 電圧利得 ULF Kus=S*Ktr*Rn、つまり 負荷抵抗に正比例して増加します。

2. 五極管のアノードにおける歪みのない電圧振幅は、約 12 ～ 13mA の電流振幅で約 100V です。 最大 ULF DD を実装する場合、アノード負荷の抵抗は少なくとも 8 kOhm である必要があります。
3. 定格負荷での家庭用出力トランスの周波数応答の下限カットオフ (通常、抵抗が 4 ～ 6 オームの標準スピーカーを使用) は約 63 ～ 80 Hz で、負荷 (スピーカー) 抵抗は 2 倍増加します。公称値の -4 倍により、カットオフ周波数が 160 ～ 300Hz に増加します。これは、接続された受信機にとっては望ましいことです。

トランス Tr4 の出力巻線は、ボリューム コントロールの低抵抗 (100 ～ 500 オーム以内で許容) 可変抵抗器と抵抗 R27 に並列接続されており、トランスの負荷を 25 オーム以下の上限値で安定させます。これは、より低い（図によると）エンジン位置 R28 で変圧器の下部カットオフ周波数を許容レベルに維持するために必要です。

AGC は次に従って行われます。 最も単純なスキーム負極性の制御電圧を 2 倍にしたダイオード検出器 VD1、VD2 に基づいており、共振トランス Tr2 の上側端子を介して VL2.1 アンプの最初のグリッドに供給されます。 これは短い特性を持つ五極管であるという事実にもかかわらず、調整深さは約 38 ～ 40 dB (それほど多くはありませんが、耳を守ります!)、応答の開始は約 25 μV (S8) です。 アンテナ入力の 3 mV では、アンプはほぼ​​完全に閉じていますが、約 10 ～ 15 mV の入力信号レベルまで、目に見える信号の歪みはありません。 通過帯域内の信号の DD は約 90 dB であることが判明し、非常に良好な結果となりました。

パワーユニット。 受信機の電源電圧（アノードとフィラメント）を安定させることをお勧めします。 これにより、VFO 周波数の良好な安定性が得られ、バックグラウンドの問題が根本的に解決されますが、電源電圧が一定時間以内に変化した場合でも、安定したランプ モード、つまり通常の動作と耐久性を確保することも重要です。範囲が広い、これは私たちの条件では決して珍しいことではありません、特に V 冬時間。 最新のコンポーネントにより、効率的で信頼性が高く、同時に非常にシンプルな回路と、アノードおよびフィラメントスタビライザー用のコンパクトな設計ソリューションを作成することが可能になります。

電源回路図を図 2 に示します。 アノードスタビライザは、高電圧電界効果トランジスタ VT2、VT3 で作られています。 調整トランジスタは回路に従ってOPに接続されており、調整ループで大きなゲインが得られるため、かなり大きな安定化係数（約150）が得られるだけでなく、調整トランジスタの両端の許容電圧降下も非常に小さくなります。トランジスタ（約0.5V）を使用し、非常に高い効率と費用対効果を決定しました。

抵抗 R31 はゲート VT3 に負の開放電圧を供給し、スイッチオンの瞬間にスタビライザーを動作モードにします。 最初の瞬間には、ツェナー ダイオード VD8 が閉じられ、負荷回路の分路効果はダイオード VD7 によって遮断されます。これにより、かなり高い抵抗 R1 (1MΩ) でスタビライザが確実に起動します。同時に、動作モードではこの抵抗を流れる電流が事実上閉じられ、開いたツェナーダイオード VD8 の低い微分抵抗になるため、スタビライザのパラメータは実質的に劣化しません。

トランジスタは、ゲート電圧 (VT2 - VD9R38 の場合、VT3 - VD10R33 の場合) と電流の両方の点で過負荷から保護されます (VD9R38VT2 回路と R35 は古典的な電流スタビライザーを形成します。図に示されている要素により、電流制限が設定されます)最大約 200 mA - Ik.z[A].=4.5V/R35[ohm] として決定され、ニーズに合わせて簡単に変更できます。たとえば、47 オームでは電流制限は約 100mA になります)。スタビライザーは非常に信頼性が高く、同時に過電流やショートからももちろん保護されています。 そしてネットワークトランスを備えた整流器。 スタビライザの最大出力電流は、許容消費電力 VT2 によってのみ決定され、信頼性を維持するには、平均消費電力が最大許容消費電力の半分 (できれば 3 分の 1) を超えないように選択する必要があります。 たとえば、IRF710 Pmax = 36Wの場合、この回路では整流器の電圧は約+175Vとなり、出力が+140Vの場合、トランジスタの両端の電圧降下は35Vです。 最大出力電流は0.5A以下に設定できます。 さらに必要な場合は、別のトランジスタを取り付けます。そのため、IRF740 (125W) を使用すると、電流を 1.5A 増やすことができます (整流器がそのような電流を供給できると想定されています)。

出力電圧は、ツェナー ダイオード VD8、VD11 の電圧の合計、より正確には Ustab = Uvd8 + Uvd11 – 1...2 V (開放電圧 BSP254a) によって決まります。 +140V を得るには、必要な量の電圧を提供するツェナー ダイオードのセットが許容されます。 それらが複数ある場合は、ほぼ同じ安定化値（70V + -30V）を提供するグループに分割する必要があります。 安定化電圧値が低いグループは VD8 として使用し、安定化電圧値が高いグループは VD11 として使用する必要があります。
電流設定抵抗の値は、R32=Uvd11/(IminVD8+1. .2mA)、R39=Uvd8/(IminVD11+1..2mA)。
ここでは、140VのD817G+D816Gなど、広く使用されているD816、D817シリーズのツェナーダイオードを使用できますが、電源素子の主要部分をプリント基板上に配置する場合は、小型のツェナーダイオードを購入する必要があります。 KS シリーズのツェナー ダイオード (または同様の輸入品) - D816、D817 シリーズよりもプリント回路の取り付けに便利です。 140Vの場合、図に示されているものに加えて、もう1つあります。 良い選択肢 KS568 + KS582 ですが、これらは他のいくつかの同様の KS539,547,551,591,596 のチェーンにすることもでき、合計で必要な 140V が得られます。たとえば、KS568v (VD8) および KS568v + 小型ツェナー ダイオード タイプ D814D、KS515a (VD11) です。

これらのツェナー ダイオードを選択することにより、スタビライザは +12 から +200、さらにはそれ以上の範囲のほぼすべての電圧に調整できます (このスタビライザに印加できる整流器からの最大電圧は、VT3 トランジスタと VT3 トランジスタの許容値によって決まります)。図に示されている BSP254 の高い信頼性を維持しながら、+ 250 V を超えてはなりません。制御トランジスタの最小電圧降下は 0.5 V + リップル電圧の振幅です。これは、通常、安定した主電源電圧の場合、数ボルトです。 、出力電圧の上限は + 240 V に達する可能性があります)。 アノードスタビライザの高電圧電界効果トランジスタを p チャネル BSP254 に置き換えるほぼ同等のオプションは、バイポーラ BF421、BF423 (安価 - 各 8 セント) です。

任意の IRF7xx、IRF8xx を VT2 として使用できます。 低い整流器電圧 (200V 以下) では IRF6хх。 調整トランジスタ VT2 のドレインは共通のワイヤに接続されているため、別個の絶縁ラジエーターを必要とせず、金属シャーシをラジエーターとして使用できます。

PCB回路基板

+6.3V フィラメント電圧安定化装置も、同じ構造を使用して電界効果トランジスタ VT1、VT4 上に作成されます。 しかし、ゲートにとって危険な電圧がなく、対応する保護素子も必要ないことと、p-n遷移と非電界効果トランジスタの使用により、回路は以前の回路よりも大幅に単純であることが判明しました。 -制御としての初期電流がゼロなので、トリガー回路が不要になります。 例外的な回路の単純さにも関わらず、このスタビライザーは非常にまともなパラメータを備えています。安定化係数 - 約 150、温度および時間の安定性 - 0.1% 以下 (おそらくそれよりも優れている - 1.5A の負荷で 3 時間の観察の場合 - 私の研究室の電源はそうである)もうこれは許可されません - 電圧はほとんど変化しません - +-3...5 mV、私の V7-16 の最後の (4 番目) 桁以内で周期的に点滅するだけです)、非常に低い出力抵抗 (0.05 オーム以下 - これはIRF510 の場合、IRF540 の場合はさらに少なくなります) が、重要なことは、このスタビライザーの最大出力電流は、電源の電力と制御トランジスタの能力によってのみ制限されるということです。 たとえば、IRF540 (または IRFZ44、IRFZ48 などの類似品) を取り付けると、安定化フィラメントを備えた伝説的な UW3DI-1 に簡単に電力を供給できます。 同時に、調整トランジスタも別個のラジエーターを必要としません（もちろん、ケースまたはシャーシは金属製です）。 IRF540をインストールしました。 このようなトランジスタでは、電流保護がないにもかかわらず、フィラメントスタビライザは一般に破壊されません - これは実際に誤ってテストされました（こんにちは！） - テスト中に、誤って共通線と+6.3Vの間にはんだを一滴入れてしまいました。完全な短絡。 何が起こったのか、なぜアノード電圧が突然低くなったのか（約+30V）理解するまで、すべてがこのように機能しました。 すべてが生きており、トランジスタはかろうじて暖まっていますが、トランスだけが少し暖まっています。

出力電圧は、電圧の和Uout=Uvd12+Uvd13+Uvt1(カットオフ電圧VT1)で決まります。 セットアップは、必要な出力電圧を設定することから構成されます。必要な電圧に応じてツェナー ダイオードを大まかに選択します (おそらくいくつかの中から - したがって、5.1V のツェナー ダイオードを持っていなかったので、KS147A と直列にダイオードを直接接続しました)。抵抗 R4 を正確に (10 分の 1 ボルト以内で) トリミングします。 VT1 として、輸入品 - J(SST)177 の任意の文字と 2.5V 以下のカットオフ電圧の KP103 を使用できます。 安定化モードでの調整トランジスタ VT4 の最小電圧降下は約 0.5V (1.5A、IRF510) ですが、注目すべき点は、入力電圧がさらに低下しても、安定化装置はオフにならず、動作を継続することです。出力電圧のみが入力よりわずかに低くなります（フィールド電圧飽和電圧、約 0.1 ～ 0.2 V）。つまり、ランプは公称電圧よりも低い入力電圧でも正常に機能します。 さらに、入力電圧が+6.8Vに上昇するとすぐに、スタビライザーが自動的に動作を開始します。 損失を減らすには、動作電流の 3 ～ 5 倍大きい最大電流用に設計されたショットキー ダイオードを VD3、VD4 として使用することをお勧めします (たとえば、1N5820-22、SR5100 など)。これにより、電圧損失が減少します。整流ダイオード。 なぜなら 整流器 (標準の白熱巻線を使用) の電圧予備は小さいため、ここで 10 分の 1 ボルトでも競争するのは理にかなっています。これにより、より低い主電源電圧で安定器が正常に動作することが保証されます。これは決して珍しいことではありません。冬。
+14V 整流器はダイオード VD5、VD6、コンデンサ C52 を使用して組み立てられ、補助回路 (リレー、デジタル スケールなどへの電源供給) に電力を供給します。

構造と詳細。 フォーラムに写真が投稿されている著者のバージョンの受信機は、古い 3 灯家庭用受信機のシャーシに取り付けられており、電源のほとんどの部品は 80x80mm のプリント基板上に配置されています。部品側から見た図を図 3 に、プリント導体側から見た図を図 4 に示します。 RF/IF パスのゲインが小さいため、レシーバーは自己励起しにくく、ステージを一列に配置し、過度に長い RF 接続を避けるだけで十分です。 したがって、設計には大きな自由度が可能であり、受信機を再現した数人の同僚がこの問題に対して創造的なアプローチをとりました。 Nikolai Shcherbak (Lörrach、ドイツ) 製の受信機は美しく、非常にスタイリッシュに見えます。その写真を図 5 に示します。

PDF は、SCR タイプのカルボニル同調コアを備えた直径 7.5 ～ 8.5 mm の第 3 (第 4) 世代のカラー テレビで広く使用されている IF 回路 (カラー ブロック) のフレームを使用しています。 L2、L3 はターンごとに巻かれ、PEV 0.17 ～ 0.25 の 18 ターンが含まれます。 ループコイルの上端は接地されており、通信コイルはその近くにまとめて巻かれています - L1には3回の巻き、L4には同じ直径0.17〜0.25の任意のタイプのワイヤの9回の巻きが含まれています。 これらが存在しない場合は、HF コイルまたは 10.7 MHz IF 回路からのフレームが適していますが、もちろん、2.3 μH 程度のインダクタンスを得るには巻き数を調整する必要があります。 GPA は、約 1.6 μH のインダクタンスを持つ R-123 軍事無線局の既製 L1-18 コイルを使用します。 直径18mmのセラミックフレームに12巻きがあり、直径39mmの真鍮のスクリーンで囲まれています。 ベンドは 3 ターンと 9 ターンで行われます。 実際には、インダクタンス値は重要ではなく、1 ～ 3 μH の範囲で構いません。 良好な周波数安定性を得るには、コイルの品質がより重要であるため、可能であれば、軍事産業に似たセラミックスを使用することをお勧めします。 そして、既存のKPIのストレッチコンデンサの特定の値とコイルの特定のインダクタンスは、単純なプレートKontur3Sを使用して計算できます。
ノイズ抑制フィルター C48、L7、C49 (コンピューター電源から)。 干渉抑制フィルタを自作する場合、コンデンサ C48、C49 は金属紙、フィルム、金属フィルム（国産品、K40-xx、K7x-xx シリーズ、輸入品 MKT、MKP など）を使用できます。少なくとも400Vの動作電圧に対して10～22nFの容量。 コイルは、透磁率が 2000 未満の直径 16 ～ 20 mm のフェライト リング上に、絶縁性の高い二重線 (薄い MGTF、電話または「コンピュータ」ツイストペアなど) で 20 ～ 30 回巻かれて作られます。 。

TAN1 の代わりに、規格に従って必要な電圧を提供する標準化された変圧器または他の変圧器を使用することができます。 交流電流(少なくとも 80mA の電流で 125 ～ 150V、少なくとも 0.8A の電流で 2x6.3)。 ダイオードブリッジ Br1 は、100mA を超える電流で少なくとも 300V の逆電圧を許容するものなら何でも使用できます (たとえば、国産 KD402-405、輸入品 2W10 など)。ボードにはタイプ 1 の個別のダイオードを取り付ける機能が備わっています。橋の代わりに N4007など

MLT、MTシリーズなどの輸入品の小型固定抵抗器で、図の損失以上となるように設計されています。 高電圧ブロッキングコンデンサ - マイカ KSO または SGM; IF 500 kHz の場合は、最新のフィルム、K7x-xx シリーズの金属フィルム、または同様の輸入 MKT、MKR などを安全に使用できますが、それらがどのように動作するかはわかりません。 5 ～ 9 MHz の周波数では、試してみる必要があります。ただし、これらを正確に高電圧 HF 回路をブロックするために使用した設計がいくつかありました。 セラミック ループ コンデンサは熱的に安定している必要があります (容量温度係数 (TKE) が低い - PZZ、M47 または M75 グループ) KD、KT、KM、KLG、KLS、K10-7 または類似の輸入品 (黒い点のあるオレンジ色のディスク、またはゼロ TKE の多層 - MP0)。 図に示されている動作電圧以上のあらゆるタイプの小型電解コンデンサを輸入します。 同調コンデンサ C13 - 最大容量が少なくとも 240 pF の空気誘電体を使用することが望ましい。 少なくとも 1:3...1:10 の減速を持つ最も単純なバーニアを装備すると便利です。

その他の要件は説明に記載されています。

受信機PCB

セットアップ中 受信機は電源供給から始まります。 正しく取り付けられていることを確認した後、負荷をかけずに初めて電源を入れます。 アイドル時の出力電圧が必要な電圧と大幅に異なる場合は、上で示したように、ツェナー ダイオード電圧がより正確に選択されます。 スタビライザーの耐荷重を確認してください。 消費電力が少なくとも 2 W の 1.5 kOhm 抵抗を +140 V 回路に短時間接続することで、出力電圧が 2 ～ 3 V 以下に低下しないことを確認します。 少なくとも 5W の電力を持つ 5.1 オームの巻線抵抗をフィラメント スタビライザーの出力に接続し、トリマー R34 を使用して出力電圧を 6.25 ～ 6.3 V に設定します。

次に、受信機をそれに接続し、直流と交流のランプモードが図に示されているものに準拠しているかどうかを確認します。 ここにご注意ください 大事なポイント。 今日では、新しい 6F12P ランプを見つけるのは簡単ではありません。 6F12P は、数十年にわたって使用されていた 700 シリーズのカラー テレビで広く使用されており、フリー マーケットで豊富に入手できますが、一般にカソード エミッションの損失が非常に大きくなります。 組み立てられた受信機で 6F12P コンディショニング ランプを直接選択し、VL3 ソケットに取り付けて、VL3.2 五極管のカソード抵抗の DC 電圧降下を監視すると便利です (この接点を別個のコネクタとして取り出しました) -写真の上にそのシャーシが見えます - 青いワイヤー、この時点では交流電圧がないため、干渉の危険はありません）。 電圧が少なくとも 0.75V であれば、ランプは調整済みであると見なされます。

受信機ミキサーはグリッド電流なしで動作します。 両方のミキサーのカソードの直流電圧の大きさは、局部発振器が接続されていない状態でカップリング コンデンサーを使用して測定され、必要に応じてカソード抵抗によって選択されます。可変電圧は最適です - 1Veff (GPA で選択によって選択されます)コイルタップまたはサポート内の静電容量の比、および必要に応じて、これが不可能な場合（たとえば、コイルがスクリーンで密閉されている設計）、アノード抵抗を選択することで小さな制限内で調整できます）ただし、0.6 -1.2 Veff はかなり許容範囲です。

私の受信機のミキサーモードは次のとおりです - カソードで一定 VL1.2 +1.6V、この時点での GPA 電圧は 40m (1.05Eff)、20m (0.72Veff)、および 80m (0.65Eff)
カソードで一定 VL2.2 +1.0V、基準電圧 0.8Veff (もちろん多すぎますが、検出器は小さなグリッド電流で動作します (オシログラムでは正弦波の下部がわずかに平坦化しています)。 この場合重要ではありません)。
DC 電圧は局部発振器をオフにしてデジタル マルチメーターで測定し、交流電圧は VK7-9 ランプ電圧計で測定しました。 工業用電圧計がない場合は、単純なゲルマニウム ダイオード検出器を使用して交流電圧を監視できます。 さらなるセットアップは非常に伝統的であり、アマチュア無線の文献に詳しく説明されています。 したがって、主な段階について簡単に説明します。

ULF が正常に動作している場合、VL3.2 のグリッド (ピン 6) を手で触れると、スピーカーから大きなうなり音が発生します。 VL2.2 のグリッド (ピン 1) を手で触れると、ノイズが大幅に増加し、最も強力なローカル放送局 (AM、FM) が大音量で受信されることがよくあります。これは、基準発振器とミキシング検出器が動作していることを意味します。 。 VL1.2 のグリッド (ピン 6) を手で触れて、最初のミキサーと GPA が動作していることを確認します。これにより、無線信号の存在を示す明らかな兆候とともにノイズ レベルが急激に増加するはずです。

局部発振器の周波数測定の誤差を避けるには、KP307 トランジスタ (KP303、KP307、BF245 シリーズ、など）、シャーシ上の同じ場所の局部発振器の近くにあります。 バッファアンプの入力を VL3.1 のカソード (ピン 2) に接続することで、基準局部発振器の周波数を CF 通過帯域の下限よりも 300 Hz 低く設定します。 トリマ C30 の静電容量変更の制限が十分でない場合は、静電容量 C33、C34 をより正確に選択し、場合によっては小さなインダクタンスを水晶に直列に接続する必要があります。

次に、バッファアンプの入力を VL1.1 のカソード (ピン 2) に切り替えることで、GPA の同調範囲の設定に進みます。 まず、Kontur 3Cプログラムを使用して、各範囲のストレッチコンデンサの計算された（おおよその）値を決定します。そのテーブルには、GPA回路コイルのインダクタンスの値、制限値を入力する必要があります。 KPI の静電容量と範囲の周波数制限を変更します。

80 および 40m 帯域では、VFO 周波数は IF 周波数分だけ信号周波数より高くなりますが、20m 帯域では低くなります。 したがって、IF が 5047 kHz の著者のバージョンの場合、範囲内の GPA チューニング周波数 (エッジにわずかなマージンを伴う) は、8530 ～ 8867 kHz (80m)、12030 ～ 12260 kHz (40m)、および 8940 ～ 9320 になります。 kHz。 これらの値をテーブルに代入すると、次のようになります。 計算値ストレッチコンデンサの静電容量。 C17、C18の値は計算された値と等しく、C3、C6は回路に恒久的に接続されているコンデンサC17の静電容量の値だけ計算値より小さくなければならず、したがってC1、 C2は、回路に常時接続されているコンデンサC18の静電容量の値だけ計算値より小さくなければなりません。 計算された値のコンデンサをGPAに取り付けたら、GPAの調整範囲を確認し、必要に応じてストレッチコンデンサの静電容量をより正確に選択します。 レンジの初期設置後、VFO 周波数の安定性をチェックして調整します。 これはセットアップの中で最も難しく、責任のある部分です。 受信機周波数の安定性は、その実装が徹底されているかどうかによって決まります。 40 m 帯域から始める必要があります (この範囲の VFO 回路容量は残りの帯域でもオンのままです)。 受信機の電源を入れてから 5 ～ 10 分間待った後、GPA 部品を均一にウォームアップし始め、10 ～ 30 分で温度を室温から -50 ～ 60°C まで上昇させる必要があります。 この操作は、医療用反射板を使用して GPA から離れたシャーシのセクションを加熱することで簡単に実行できます。 ウォームアップ後、GPA 出力の周波数は単位または数十キロヘルツ単位で変化することがあります。これは、発電機回路部品の熱補償が不足していることが原因です。 ウォームアップ後の周波数が上昇した場合、ノード 7 のコンデンサの温度係数は負で絶対値が大きすぎ、周波数が低下した場合、この係数は正または負のいずれかになりますが、絶対値は小さくなります。 アセンブリが完全に冷えた後、C17 を構成するコンデンサを交換し、温度係数を目的の方向に変更し、総静電容量を維持します (範囲の開始の設定を確認することを忘れないでください)。 これらの操作を繰り返すことにより、部品の温度を 30 ～ 40℃上昇させた後、GPA の周波数を 1 kHz 以内でシフトさせる必要があります。 この場合、受信周波数はその過程でドリフトします。 通常動作 10 ～ 15 分間は 100 Hz を超えず、これは満足のいくものであると考えられます。 40 メートル帯域で VFO 周波数の安定性を達成することができれば、残りの帯域での熱補償も確実に達成可能ですが、おそらくコンデンサの温度係数を選択する作業はすべて、それぞれの帯域で繰り返す必要があるでしょう。彼ら。 著者のバージョンでは、C17 に温度補償コンデンサを 1 つだけ取り付けることで、KSO ストレッチ コンデンサとしてすべての範囲で良好な周波数安定性が実現されました。 2つのコンデンサKTK-1 6.8pF M700 + KSO 82pFで構成されています。

IFパスを設定します。 通信コイルの上端に給電することで L 4 変圧器を調整する、CF 通過帯域の中央に等しい周波数の GSS 信号トラ1-トラ 3 ULF 出力の最大信号で共振します。 AGC が測定精度に影響を与えないように、ULF 出力の電圧が 0.3 ～ 0.4 Veff を超えないように GSS 信号のレベルを維持する必要があります。

次に、PDF の設定に進みます。 コイルのインダクタンスが図に示されているものと一致する場合 (スクリーンが設置され、コアが中央の位置にある場合)、静電容量に大きな違いはありません。 コイルをはんだ付けすることなく、受信機に直接簡単に取り付けるだけでインダクタンスをチェックできます。 2 番目に重要な点は、コイルが干渉を防ぐために十分にシールドされている必要があることです。 誘導結合それらの間の。
50 オームの信号源 (GKCh、GSS) を入力に接続し、ゲルマニウム ダイオードのダイオード プローブ (検出器) を L4 カップリング コイルに接続することで、PDF を回路内で直接 (自然に非通電状態で) 構成できます。 80mの範囲で開始する必要があります。コイルトリマーを使用して必要な周波数応答を達成し、もうコイルには触れません。20mと40mの範囲で調整するには、それぞれトリマーC12C16とC7C14を使用します。 ただし、で示されている簡略化された方法を使用して DFT 輪郭を調整することはまったく問題ありません。 十分な大きさのアンテナがあれば、上記の方法を使用した PDF の調整は放送波のノイズ (信号) によって直接行うことができます。80 および 40 メートルの帯域では、暗闇の中でより良好な伝送が行われ、したがってより強力な信号が得られることを思い出してください。 20mの光の中で。

受信機の通常の動作 (特に 80 メートルの範囲) では、少なくとも 10 ～ 15 メートルの長さの外部アンテナを接続することをお勧めします。 バッテリーから受信機に電力を供給する場合、同じ長さのアース線またはカウンターウェイト線を接続すると便利です。

パネル鉄筋コンクリート建物の給水、暖房、またはバルコニーの手すりに金属パイプを接地として使用すると、良好な結果が得られます。

文学

1.新しいブロードバンドランプ。 - ラジオ、1969 年、第 2 号、30 ～ 34 ページ

2.V.シドレンコ。 入力回路通信受信機。 - ラジオ、1973 年、第 4 号、24 ～ 26 ページ

3.V.ポリャコフ。 HF受信機の実際の選択性について。 - ラジオ、1981 年、No. 3、p. 18、No. 4、p.. 21
4. ベレネツキー S. デュアルバンド HF 受信機「ベイビー」。 - ラジオ、2008 年、第 4 号、51 ページ、第 5 号、72 ページ。

5. フォーラム資料「6F12P の 3 管トライバンド受信機」 http://www.cqham.ru/forum/showthread.php?t=16373

6. ステパノフ B. HF ヘッド デジタルマルチメータ。 – ラジオ、2006 年、第 8 号、58、59 ページ。

7. Belenetsky S. ダブルゲート電界効果トランジスタに基づくアマチュア受信機。 –ラジオ、2012 年、第 2 号、60-63 ページ

8. Belenetsky S. アマチュア無線の実践におけるインダクタンスを測定するためのアタッチメント。 - ラジオ、2005 年、第 5 号、26 ページ

1 2 ランプモード

CLC変調を備えたAMトランスミッター

28 MHzの単管トランシーバー

トランシーバーは非常にシンプルで、最小限の部品が含まれています。 受信と送信は同じ周波数で実行されます。 所定の周波数への同調は、可変コンデンサ C1 によって実行されます。 スイッチ「RX-TX」S1 - ダブルトグルスイッチ。

S1.1 は電話機 T の電源をオンにし、S1.2 はマイクを短絡します。 受信位置では、ランプは超再生検出器として動作します。 C3 と R3 は、RF 発生器の通常の動作に必要なフィードバックを調整する役割を果たします。

アンテナON時に超回生が途切れないように、コイルL1とL2の距離を変えることでアンテナへの接続を選択します。 トランシーバーは、三極管に含まれる任意の三極管または五極管を使用できます。

コイル、チョーク、トランスのデータ。

L1 - フレーム Ø 18 mm に PEL-0.8 ワイヤを 10 ～ 20 回巻き付けます。
L2 - 同じフレーム上の同じワイヤの 7 ターン。
Dr1-Dr2 - 抵抗値が少なくとも 100 K の VS-1 抵抗器に PEL-0.12 ワイヤを 80 ～ 100 回巻き付けます。
Dr3 および Tr1 - クラス 3-2 の真空管放送受信機から

UW3DI-1受信機から

受信回路

「危険な臓器」

伝説によれば、「ラジオフーリガン」運動は 60 年代の変わり目、フルシチョフの雪解けの時期に始まり、1965 年から 1975 年にピークに達したと言われています。 中波帯は放送と実験のために選ばれました...

占有周波数

1600-3000; 3900 - 3950; 5750 - 5840; 6195 - 6400; 6900 - 6985; 7400 - 7500; 9200～9300kHz～10460kHz....

ULFを備えたオルガン

器官の異形

安定した自動生成装置

 オプション1

発電に問題がある場合は、R カソードとシャーシの間のチョークをオンにすると解決します。 6N15P Rk - 5.1 comの場合、6N16B - 6.2 comの場合。 アノード L2 の 10k の抵抗を 51k の抵抗に交換し、アノードの U を 150 ボルトに増やすと、アノード L1 の消費電流は 1 mA に増加し、カソードの合計電流は 1.5 mA に達します。

オプション 2

回路フレームは高周波材料です。 L1 と L2 は同じ方向に巻かれており、L2 は L1 の続きのようなものです。その巻線は、ワイヤの直径 1 つ分離れた L1 の「コールド」端の側に配置されています。 ほぼ隣り合ってます。 直径 2 ～ 2.5 mm の 28 MHz バージョンの、できれば銀メッキされたワイヤを使用することをお勧めします。 巻線間の距離はワイヤの直径と等しくなりますが (28 MHz と 21 MHz では)、両方のコイルで同じでなければなりません。 巻数(28MHzの場合)はL1-6、枠径22mmの場合はL2-2.5となります。 いずれの場合でも、フィードバック コイル L2 にはコイル L1 からの巻き数が 1/3 以下である必要があります。

Rubin-M トランシーバー

「Fox Hunting」コンテストのコントロールレシーバー

受信機には 2 つの範囲があります: 3.5 ～ 3.65 MHz と 28 ～ 29.7 MHz。 受信機の感度は 2 ～ 3 µV よりも悪くありません。 変調-AM

 「アマチュア無線を助けるために」No.16 10ページ

ダイレクトコンバージョン真空管トランシーバー

I.グリゴロフ UZ3ZK

イギリスの QRP クラブの雑誌 SPRAT No. 67 に、ダイレクト コンバージョン管受信機の図が掲載されました。 組み立てて完璧に動作することを確認した後、この受信機をトランシーバーに改造しました。 セットアップは非常に簡単なので、初心者のアマチュア無線家でも、常に手元にある「ジャンク」から組み立てることができます。

トランシーバーの操作

高周波増幅器はランプ L1 に組み込まれています。 そこから、回路 L4 L5 C9 を介して、信号はランプ L4 上にあるミキサーに供給されます。 このミキサーから、C18 R11 C19 フィルターを通過した低周波信号は、L7 で作成された ULF に送られます。 HF および LF ゲインは、ポテンショメータ R5 および R16 を使用して調整できます。

局部発振器は、ランプ L2 上の誘導 3 点回路を使用して組み立てられます。 回路 L3 C3 C2 は動作周波数の半分の周波数に同調され、2 次高調波は回路 L6 C7 に割り当てられます。

L5 ランプのドライバーは、L6 ランプの出力段を 10 ワットで駆動するのに必要な値まで局部発振器信号を増幅します。
トランシーバーは半二重、つまり半二重で動作します。 送信モードに切り替えるには、キーを押すだけです。 この場合、ランプ L5 と L6 のカソードはリード スイッチ G1 を介して直流によって接地され、受信機アンテナも接地されます。

トランシーバーのセットアップ

保守可能な部品から正しく組み立てられたトランシーバーは調整の必要がありません。 GIR などの方法で回路周波数を設定するだけで済みます。 UHF励振時は抵抗R4が選択されます。 ULFゲインが不足する場合はR19を並列に接続してください 電解コンデンサ容量は5〜10マイクロファラッドです。 複数のレンジで作業する場合は、あるレンジから別のレンジに移動するときに感度に目立った違いが生じないようにコンデンサ C* を選択します。
このトランシーバーは、RX/TX 専用の周波数オフセット回路を使用しません。 このシフトは、L5 ランプのオンとオフの静電容量の違いにより自動的に発生します。 私のバージョンでは、RX/TX オフセットは 160 メートルと 80 メートルで 200 ～ 300 Hz、28 MHz ではほぼ 1000 Hz 以上でした。

トランシーバー部品

ランプ L1 としては、6Zh2P、6Zh38P、6Zh9P、6Zh8 が使用できます。 最高のランプ局部発振器用 - 6Zh2P。 ただし、6Zh1P、6Zh38、6Zh9P、6Zh7、6Zh8 も動作しますが、結果は悪化します。 L3 の代わりに、100 ～ 150 V の電圧に対応する他のランプまたは半導体ツェナー ダイオードを使用できます。L4 ミキサーに最適なランプは 6N2P ですが、6N1P、6N14P、6N15P も使用できます。 6P9をL6ランプとして使用できます。 リレーを使用して RX/TX モードでアンテナを切り替えることにより、アンチダイナトロン グリッドなしで強力な四極管を使用することもできます。 6N1P は低周波アンプ (L7) で適切に動作します。

1 - コイルは、全長に沿って巻かれた 100 kOhm を超える抵抗を持つ MLT-2 抵抗器で作られています。
2 - コイルは 100 kOhm を超える抵抗値の VS-2 抵抗器で作られています。
* - 上部 - 巻き数、下部 - 巻きの長さ (mm)。
L1 は L2 の上に巻かれ、L4 は L5 の上に巻かれます。
L1 と L4 は、それぞれ L2 と L5 からのターンの約 30% を占めます。
使用したリードスイッチは長さ 30 mm、直径 3.5 mm です。 PEL-0.1 ワイヤーを 300 ターン巻き付けました。
アンテナが一定でない場合は、定コンデンサ C31 および C32 を可変コンデンサに置き換える必要があります。 この場合、トランシーバーの寸法が大きくなります。 すべてのブロッキング コンデンサは SGM タイプでした。 回路および遷移コンデンサのタイプ KT。 コンデンサ C28、C29、C30 タイプ MBM。

トランシーバーの設計

トランシーバーは、寸法 200 x 240 x 40 mm の両面グラスファイバー製のシャーシ上に組み立てられました。 部品の空間的位置は、図上の位置と一致しました。 オクタルシリーズラジオ管のソケット上に作られた取り外し可能なインダクターにより、レンジを素早く変更することが可能になりました。 無線要素の取り付けは、ヒンジ方式を使用して実行されました。
C31、C32を可変コンデンサに置き換え、L6ランプのアノード回路に測定装置を設置すると、トランシーバーの寸法は増加しますが、作業はより便利になります。

144 MHzのフォックスハンティング受信機

雑誌「ラジオ」1961/№04

アマチュア機器での6zh1bランプの使用例

追記 かつて、6zh4、6k4ランプが手元になかったとき、それらの鉄キャップを外し、真ん中の6zh1bをハンダ付けして、ランプを元の状態に組み立てました。 保証しますが、デバイスはネイティブ ハードウェアと比べて動作が悪くありませんでした。

真空管受信機範囲 1.45 ～ 3.8 MHz

L.ババエフ UR5MSC