家電気技師

コンピューターの電源装置とそのテスト方法。カテゴリ - スイッチング電源

従来のリニア電源は、リニアスルーエレメント上の過剰な不安定電圧の減衰を想定していますが、パルス電源は他の方法と物理現象を使用して安定した電圧を生成します。高周波変換と蓄積エネルギーの一定圧力への変換。パルス電源を構成するための 3 つの典型的なスキームがあります (図 3.4-1 を参照): ステップアップ (出力電圧が入力よりも高い)、ステップダウン (出力電圧が入力よりも低い)、および反転 (出力電圧が逆になります)。入力に対する極性）。図からわかるように、それらはインダクタンスの接続方法のみが異なります。それ以外の場合、動作原理は変わりません。

20 ～ 100 kHz 程度の周波数で定期的に短時間 (時間の 50% 以下) 動作する重要な要素 (通常はバイポーラまたは MIS トランジスタが使用されます) が適用されます。

インダクタに完全な入力未調整電圧を与えます。インパルス電流。コイルを流れることで、各パルスの磁場 1/2LI^2 にエネルギーが蓄積されます。このようにしてコイルから蓄えられたエネルギーは (整流ダイオードを使用して直接、または二次巻線を介して整流されて) 負荷に伝達され、出力平滑フィルタコンデンサによって出力電圧と電流が一定に保たれます。出力電圧の安定化は、キー要素のパルスの幅または周波数の自動調整によって提供されます（フィードバック回路は出力電圧を監視するように設計されています）。

この方法はかなり複雑ですが、デバイス全体の効率を大幅に向上させることができます。実際、この場合、負荷自体に加えて、回路内に大きな電力を消費する電力要素はありません。キートランジスタは飽和キーモードで動作し (つまり、電圧降下が小さい)、かなり短い時間間隔 (パルス配信時間) でのみ電力を消費します。また、変換周波数を上げることで大幅にパワーアップし、重量・サイズ特性を向上させることができます。

パルス IP の重要な技術的利点は、さまざまな機器に電力を供給するために、ネットワークからガルバニック絶縁された小型ネットワーク IP をベースに構築できることです。このような IP は、高周波コンバーター回路に従って、かさばる低周波電源トランスを使用せずに構築されます。これは、実際には、整流された電源電圧を入力電圧として使用し、高周波トランス（小型で高効率）を使用する、電圧降下を伴うパルス電源の典型的な回路です。出力安定化電圧が除去される二次巻線からの蓄電要素（このトランスは、ネットワークからのガルバニック絶縁も提供します）。

パルス電源の欠点には、出力に高レベルのインパルスノイズが存在すること、複雑さが高く信頼性が低いこと（特に手工芸品の生産において）、高価な高電圧高周波コンポーネントを使用する必要があることなどがあります。わずかな誤動作の場合、「一斉に」簡単に失敗します（これにより、原則として、印象的な花火の効果を観察できます）。ドライバーとはんだごてを使ってデバイスの内部を掘り下げるのが好きな人は、ネットワークパルス IP を設計するときに細心の注意を払う必要があります。これは、このような回路の多くの要素が高電圧下にあるためです。

3.4.1 効率的で低機能のスイッチングレギュレータ

上記のリニアスタビライザー（図3.3-3）で使用されているものと同様の要素ベースで、スイッチング電圧レギュレーターを構築できます。同じ特性で、寸法が大幅に小さくなり、熱条件が改善されます。このようなスタビライザーの概略図を図1に示します。 3.4-2. スタビライザーは、電圧降下のある典型的なスキームに従って組み立てられます（図3.4-1a）。

最初にオンにしたとき、コンデンサ C4 が放電され、十分に強力な負荷が出力に接続されると、電流はリニアレギュレータ IC DA1 を通って流れます。誘導抵抗 L1 が大きく、十分に大きな電流がトランジスタを流れるため、この電流によって生じる R1 の両端の電圧降下により、キートランジスタ VT1 のロックが解除され、すぐに飽和モードになります。 R5 での電圧降下により、主要な要素であるトランジスタ VT2 が開きます。現時点の。 L1 で成長し、R8 のフィードバックを書きながら、C4 を充電します。

スタビライザーとキートランジスタの前。コイルに蓄えられたエネルギーが負荷に電力を供給します。 C4 の電圧が安定化電圧を下回ると、DA1 とキートランジスタが開きます。このサイクルは 20 ～ 30 kHz の周波数で繰り返されます。

チェーン R3。 R4、C2 は出力電圧レベルを設定します。 Uct DA1 から Uin までの狭い範囲でスムーズに調整できます。ただし、Vout を Vin に近づけると、最大負荷で不安定になり、リップルのレベルが増加します。高周波リップルを抑制するために、フィルタ L2、C5 がスタビライザの出力に含まれています。

スキームは非常に単純で、このレベルの複雑さに対して最も効果的です。すべてのパワーエレメント VT1、VT2、VD1、DA1 には小さなラジエーターが付属しています。入力電圧は安定器 KR142EN8 の最大値である 30 V を超えてはなりません。整流ダイオードは、少なくとも 3 A の電流に使用する必要があります。

3.4.2 スイッチングレギュレータによる無停電電源装置

図上。 3.4-3 のデバイスを検討するために提案されています無停電電源装置充電器と組み合わせたパルススタビライザーに基づくセキュリティおよびビデオ監視システム。スタビライザーには、過負荷、過熱、出力サージ、短絡に対する保護システムが含まれています。

スタビライザーには次のパラメーターがあります。

入力電圧、Vvx - 20-30 V:

出力安定電圧、Uvyx-12V:

定格負荷電流、 Iload 定格 -5A;

過負荷に対する保護システムの動作電流、Izasch - 7A;。

過電圧保護システムの動作電圧、Uout 保護 - 13 V;

最大バッテリー充電電流、Izar バッテリー最大 - 0.7 A;

波紋レベル。アップパルス - 100 mV

過熱に対する保護システムの動作温度、Тzasch - 120 と;

バッテリー電源への切り替え速度、tswitch - 10ms (リレー RES-b RFO.452.112)。

記載された装置におけるスイッチング安定器の動作原理は、上記の安定器の動作原理と同じである。

デバイス拡張充電器要素DA2、R7、R8、R9、R10、VD2、C7で作成されました。 R7 に分流器を備えた電圧レギュレータ IC DA2。 R8 は最大初期充電電流を制限し、分圧器 R9、R10 は充電出力電圧を設定し、VD2 ダイオードは供給電圧がない場合の自己放電からバッテリを保護します。

過熱保護はサーミスタ R16 を温度センサーとして使用します。保護が作動すると、IC DD 1に組み込まれた音声信号装置がオンになり、同時に負荷がスタビライザーから切り離され、バッテリー電源に切り替わります。サーミスタは、トランジスタVT1のラジエータに取り付けられています。温度保護の動作レベルの正確な調整は、抵抗R18によって行われます。

電圧センサーは、分圧器 R13、R15 に取り付けられています。抵抗 R15 は、過電圧保護 (13 V) の動作の正確なレベルを設定します。スタビライザーの出力の電圧を超えると（最後のものが故障した場合）、リレーS1はスタビライザーから負荷を切り離し、バッテリーに接続します。停電が発生した場合、リレー S1 は「デフォルト」状態になります。負荷をバッテリーに接続します。

ここに示されている回路には、バッテリーの電子短絡保護がありません。この役割は、最大電流消費用に設計された負荷電源回路のヒューズによって実行されます。

3.4.3 高周波パルスコンバータによる電源

多くの場合、デバイスを設計する際には、電源のサイズに関する厳しい要件があります。この場合、唯一の解決策は、高電圧高周波パルスコンバータに基づく電源を使用することです。全体的な低周波降圧トランスを使用せずに ~220 V ネットワークに接続され、小さな寸法と熱放散で高電力を提供できます。

で駆動される典型的なパルスコンバータの構造図産業用ネットワーク図34-4に示されています。

入力フィルタは、ネットワークへのインパルスノイズの侵入を防ぐように設計されています。電源スイッチは、高周波トランスの一次巻線への高電圧パルスの供給を保証します (シングルおよび

デュプレックス回線）。パルスの周波数と持続時間は、制御されたジェネレーターによって設定されます（通常、パルス幅制御が使用されますが、頻度は低くなります）。低周波正弦波トランスとは異なり、パルス電源は広帯域デバイスを使用して、高速エッジの信号に効率的な電力伝送を提供します。これは、使用される磁気回路のタイプとトランスの設計に重要な要件を課します。一方、周波数が高くなるにつれて、トランスに必要な寸法は（送信電力を維持しながら）減少します（最新の材料により、最大100〜400 kHzの周波数で許容可能な効率を備えた強力なトランスを構築できます）。出力整流器の特徴は、通常のパワーダイオードではなく、整流電圧の高周波による高速ショットキーダイオードの使用です。出力フィルタは、出力電圧リップルを平滑化します。フィードバック電圧は基準電圧と比較され、発電機を制御します。フィードバック回路にガルバニック絶縁が存在することに注意してください。これは、ネットワークから出力電圧を絶縁する場合に必要です。

このような IP の製造では、使用されるコンポーネントに深刻な要件があります (これにより、従来のものと比較してコストが増加します)。まず、整流ダイオード、フィルタコンデンサ、キートランジスタの動作電圧に関係します。これらは、故障を避けるために 350 V を下回ってはなりません。次に、高周波キートランジスタ (動作周波数 20 ～ 100 kHz) と特殊なセラミックコンデンサを使用する必要があります (通常の酸化物電解質は、インダクタンスが高いため高周波で過熱します)。

アクティビティ）。そして第三に、使用される磁気回路のタイプによって決定される高周波トランスの飽和周波数（通常、トロイダルコアが使用されます）は、コンバータの動作周波数よりも大幅に高くなければなりません。

図上。 3.4-5 は、高周波コンバーターに基づく従来の IP の回路図を示しています。コンデンサ C1、C2、C3 とチョーク L1、L2 で構成されるフィルタは、コンバータからの高周波干渉から電源を保護する役割を果たします。発電機は自己発振回路に従って構築され、キーステージと組み合わされています。キートランジスタ VT1 と VT2 は逆位相で動作し、交互に開閉します。発電機の始動と信頼性の高い動作は、なだれ降伏モードで動作するVT3トランジスタによって保証されます。 C6 の電圧が R3 を介して上昇すると、トランジスタが開き、コンデンサが VT2 のベースに放電され、発電機が始動します。フィードバック電圧は、電源トランス Tpl の追加の (III) 巻線から取り除かれます。

トランジスタ VT1。 VT2は、少なくとも100 cm ^ 2のプレートラジエーターに取り付けられています。ショットキーバリアを備えたダイオードVD2-VD5は、5 cm ^ 2の小さなラジエーターに配置されています。チョークとトランスのデータ: L1-1。 L2 はフェライト 2000NM K12x8x3 製のリングに、PELSHO 0.25 ワイヤを使用して 2 本のワイヤで巻かれています: 20 ターン。 TP1 - フェライト 2000NN KZ 1x18.5x7 を組み合わせた 2 つのリング。

巻線 1 - ワイヤー PEV-2 0.5 で 82 ターン: 巻線 II - ワイヤー PEV-2 1.0 で 25 + 25 ターン: 巻線 III - ワイヤー PEV-2 0.3 で 2 ターン。 TP2はフェライトリング2000NN K10x6x5に巻かれています。すべての巻線は PEV-2 0.3 ワイヤーで作られています: 巻線 1 - 10 ターン:

巻線 II と III - それぞれ 6 ターン、両方の巻線 (II と III) は、リング上の領域の 50% を占めるように、互いに接触したり重なり合ったりすることなく巻かれます。巻線 I は、リング全体に均等に巻かれ、ニスを塗った生地の層。整流フィルタコイル L3、L4 はフェライト 2000NM K 12x8x3 に PEV-2 1.0 ワイヤで巻かれ、巻数は 30 です。KT809A はキートランジスタ VT1、VT2 として使用できます。 KT812、KT841。

要素の定格と変圧器の巻線データは、35 V の出力電圧に対して与えられます。他の動作パラメータが必要な場合は、巻線 2 Tr1 の巻数をそれに応じて変更する必要があります。

記載されている回路には、使用するコンポーネントの数を最小限に抑えたいという要望があるため、重大な欠点があります。これは、出力電圧の安定化レベルが低く、不安定で信頼性の低い動作であり、出力電流が小さいことです。しかし、単純な構造の電源に非常に適しています。電卓、発信者、照明器具などのさまざまな電力 (適切なコンポーネントを使用する場合)。

高周波パルスコンバータに基づく別の IP 回路を図 1 に示します。 3.4-6. この回路と図 1 に示す標準構造との主な違いは次のとおりです。 3.4-4 は、フィードバックループの欠如です。この点に関して、RF トランス Tr2 の出力巻線での電圧安定性は非常に低く、二次安定器の使用が必要です (回路は KR142 シリーズ IC のユニバーサル統合安定器を使用します)。

3.4.4 キー MIS トランジスタによる電流センス付きスイッチングレギュレータ。

スイッチング電源の開発と設計における小型化と効率の向上は、新しいクラスの半導体インバーター (MOS トランジスター) の使用によって促進されます。また、高速逆回復を備えたハイパワーダイオード、ショットキーダイオード、超高速ダイオードも使用されます。、絶縁ゲートを備えた電界効果トランジスタ、主要な要素を制御するための集積回路。これらの要素はすべて国内市場で入手可能であり、高効率電源、コンバータ、内燃機関 (ICE) の点火システム、ランプ始動システムの設計に使用できます。明け（LDS）。開発者にとって非常に興味深いのは、HEXSense と呼ばれるクラスのパワーデバイス (電流検出機能付き MIS トランジスタ) です。すぐに動作するスイッチング電源に最適なスイッチング素子です。スイッチングトランジスタの電流を読み取る機能は、PWM コントローラが必要とする電流フィードバック用のパルス電源で使用できます。これにより、電源の設計が簡素化され、電流抵抗器と変圧器が排除されます。

図上。 3.4-7 に 230 W スイッチング電源の図を示します。その主な性能特性は次のとおりです。

入力電圧: -110V 60Hz:

出力電圧: 48 VDC:

負荷電流: 4.8 A:

スイッチング周波数: 110 kHz:

全負荷時の効率 : 78%;

1/3 負荷時の効率: 83%。

この回路は、出力に高周波コンバータを備えたパルス幅変調器 (PWM) に基づいています。動作原理は以下の通りです。

キートランジスタ制御信号は、PWM コントローラ DA1 の出力 6 から来ます。デューティサイクルは、抵抗 R4 によって 50% に制限されます。R4 と SZ は、ジェネレータのタイミング要素です。電源 DA1 はチェーン VD5、C5、C6、R6 によって提供されます。抵抗器 R6 は、発電機の始動時に電圧を供給するように設計されています。その後、LI、VD5 を介して電圧フィードバックがアクティブになります。このフィードバックは、フライバックモードで動作する出力チョークの追加巻線から得られます。発電機に電力を供給することに加えて、チェーンＶＤ４、Ｃ１、Ｒ１、Ｒ２を介したフィードバック電圧は、電圧フィードバック入力ＤＡ１（ピン２）に供給される。 R3 と C2 を介して、フィードバックループの安定性を保証する補償が提供されます。

このスキームに基づいて、他の出力パラメータを持つスイッチング安定器を構築することが可能です。

リニアおよびスイッチング電源

基本から始めましょう。コンピュータの電源は 3 つの機能を果たします。まず、交流電流家庭用電源から永久電源に変換する必要があります。 PSU の 2 番目のタスクは、コンピュータ電子機器にとって冗長な 110 ～ 230 V の電圧を、個々の PC コンポーネントの電力変換器が必要とする標準値 (12 V、5 V、および 3.3 V) に下げることです (負の電圧については、少し後で説明します）。最後に、PSU は電圧安定器の役割を果たします。

これらの機能を実行する電源には、リニアとスイッチングの 2 つの主なタイプがあります。最も単純なリニア PSU は変圧器に基づいており、AC 電圧が必要な値に下げられ、ダイオードブリッジによって電流が整流されます。

ただし、PSU には出力電圧を安定させる必要もあります。これは、家庭用ネットワークの電圧の不安定さと、負荷の電流の増加に応じた電圧降下の両方によるものです。

電圧降下を補償するために、リニア電源では、変圧器は余分な電力を供給するように設計されています。次に、負荷の高電流で、必要な電圧が観察されます。ただし、ペイロードの低電流で補償手段なしで発生する過電圧も許容できません。回路に不要な負荷を含めることにより、過剰な電圧が排除されます。最も単純なケースでは、これはツェナーダイオードを介して接続された抵抗またはトランジスタです。より高度なものでは、トランジスタはコンパレータを備えたマイクロ回路によって制御されます。いずれにせよ、過剰な電力は単に熱の形で放散され、デバイスの効率に悪影響を及ぼします。

スイッチング電源回路では、入力電圧と負荷抵抗の2つに加えて、出力電圧が依存する別の変数が現れます。負荷と直列に、パルス幅変調 (PWM) モードのマイクロコントローラによって制御されるキー (ここではトランジスタ) があります。周期に対するトランジスタのオープン状態の持続時間が長いほど（このパラメータはデューティサイクルと呼ばれ、ロシア語の用語では逆の値が使用されます - デューティサイクル）、出力電圧は高くなります。キーの存在により、スイッチング電源はスイッチモード電源 (SMPS) とも呼ばれます。

閉じたトランジスタには電流が流れず、開いたトランジスタの抵抗は理想的には無視できます。実際には、開いたトランジスタには抵抗があり、電力の一部が熱の形で消費されます。また、トランジスタの状態間の遷移は完全に離散的ではありません。それでも、パルス電流源の効率は 90% を超えることがありますが、スタビライザーを備えたリニア電源ユニットの効率はせいぜい 50% に達します。

スイッチング電源のもう1つの利点は、同じ電力のリニア電源と比較して、トランスのサイズと重量が大幅に削減されることです。変圧器の一次巻線の交流電流の周波数が高いほど、必要なコアサイズと巻線の巻数が小さくなることが知られています。したがって、回路内の主要なトランジスタはトランスの後ではなく前に配置され、電圧安定化に加えて、高周波交流電流を得るために使用されます（コンピュータ PSU の場合、これは 30 ～ 100 kHz 以上です。そして原則として - 約60 kHz）。標準的なコンピュータが必要とする電力に対して、50 ～ 60 Hz の主電源周波数で動作する変圧器は、10 倍の質量になります。

今日のリニア PSU は主に、スイッチング電源に必要な比較的複雑な電子機器がトランスよりも高価な低電力アプリケーションで使用されています。これらは、たとえば、ギターのエフェクトペダルに使用される9 V電源であり、かつてはゲームコンソールなどに使用されていました。しかし、スマートフォン用の充電器はすでに完全にパルス化されています. 出力での電圧リップルの振幅が大幅に小さいため、リニア電源は、この品質が要求される分野でも使用されます。

⇡ ATX規格電源の一般的な仕組み

デスクトップコンピューターのPSUはスイッチング電源であり、その入力には110/230 V、50〜60 Hzのパラメーターを持つ家庭用電源の電圧が供給され、出力には多数のラインがあります直流、その主な定格は 12、5、および 3.3 V です。さらに、PSU は -12 V の電圧を提供し、場合によっては ISA バスに必要な -5 V の電圧も提供します。しかし、後者は、ISA 自体のサポートが終了したため、ある時点で ATX 標準から除外されました。

上記の標準的なスイッチング電源の簡略図では、4 つの主な段階を区別できます。同じ順序で、レビューで電源のコンポーネントを検討します。つまり、次のとおりです。

EMI フィルター - 電磁干渉 (RFI フィルター);
一次回路 - 入力整流器（整流器）、トランスの一次巻線に高周波交流を生成するキートランジスタ（スイッチャー）。
主変圧器;
二次回路 - 変圧器の二次巻線からの電流整流器（整流器）、出力での平滑化フィルタ（フィルタリング）。

⇡ EMI フィルタ

PSU 入力のフィルターは、2 種類の電磁干渉を抑制する役割を果たします。差動 (差動モード) - 干渉電流が電力線で異なる方向に流れるとき、およびコモンモード (コモンモード) - 電流が電源ラインに流れるときです。ひとつの方向。

差動ノイズは、負荷と並列に接続された CX コンデンサ (上の写真の大きな黄色のフィルムコンデンサ) によって抑制されます。場合によっては、チョークが各ワイヤーに追加で掛けられ、同じ機能を実行します (図にはありません)。

コモンモードフィルタは、CY コンデンサ (写真では青い涙滴型のセラミックコンデンサ) によって形成され、電源ラインをグランドに接続する共通点、いわゆる . コモンモードチョーク（コモンモードチョーク、図中のLF1）は、2つの巻線に同じ方向に電流が流れるため、コモンモードノイズに対する耐性が生まれます。

安価なモデルでは、フィルター部品の最小セットがインストールされますが、より高価なモデルでは、説明されているスキームが (全体または一部の) 繰り返しリンクを形成します。以前は、EMI フィルターがまったくない PSU も珍しくありませんでした。これはかなり興味深い例外ですが、非常に安価な PSU を購入した場合でも、このような驚きに遭遇する可能性があります。その結果、コンピュータ自体が影響を受けるだけでなく、家庭用ネットワークに含まれる他の機器、つまりパルス電源は強力な干渉源です。

優れた PSU のフィルターの領域では、デバイス自体またはその所有者を損傷から保護するいくつかの詳細を見つけることができます。ほとんどの場合、短絡保護用の単純なヒューズがあります (図の F1)。ヒューズが飛んだ場合、保護対象は電源ではなくなりますのでご注意ください。短絡が発生した場合、それはキートランジスタがすでにブレークスルーしていることを意味し、少なくとも電気配線の発火を防ぐことが重要です。 PSU のヒューズが突然飛んだ場合、新しいものに交換しても意味がない可能性が高くなります。

別途、防御短期バリスタ (MOV - 金属酸化物バリスタ) を使用した電圧サージ。しかし、コンピュータの電源の電圧が長期にわたって上昇するのを防ぐ手段はありません。この機能は、内部に独自のトランスを備えた外部スタビライザーによって実行されます。

整流器の後の PFC 回路内のコンデンサは、電源から切断された後もかなりの電荷を保持できます。不用意に電源コネクタに指を入れて感電しないように、配線間には値の大きい放電抵抗（ブリーダ抵抗）を取り付けています。より洗練されたバージョンでは、デバイスの動作中に電荷が漏れるのを防ぐ制御回路とともに。

ところで、PC の電源 (モニターやほとんどすべてのコンピューター機器の PSU にもあります) にフィルターが存在するということは、従来の延長コードの代わりに別の「電源サージプロテクタ」を購入するということです。一般的な、役に立たない。彼も同じ内面を持っています。いずれにせよ、唯一の条件は、アース付きの通常の 3 ピン配線です。そうしないと、グランドに接続された CY コンデンサがその機能を実行できなくなります。

⇡ 入力整流器

フィルターの後、交流はダイオードブリッジを使用して直流に変換されます。通常は、共通のハウジング内のアセンブリの形で行われます。ブリッジを冷却するための個別のラジエーターは大歓迎です。 4 つの個別のダイオードから組み立てられたブリッジは、安価な電源の属性です。 PSU 自体の電力と一致するかどうかを判断するために、ブリッジが設計されている電流を確認することもできます。このパラメーターですが、原則として、十分なマージンがあります。

⇡ アクティブ PFC ブロック

線形負荷 (白熱灯や電気ストーブなど) を持つ AC 回路では、流れる電流は電圧と同じ正弦波に従います。ただし、スイッチング電源などの入力整流器を備えたデバイスには当てはまりません。整流器の平滑コンデンサが再充電されると、電源は電圧正弦波のピーク (つまり、最大瞬時電圧) とほぼ一致する短いパルスで電流を通過させます。

歪んだ電流信号は、所定の振幅の正弦波 (線形負荷で発生する理想的な信号) を持つ合計でいくつかの高調波振動に分解されます。

有用な作業 (実際には、PC コンポーネントの加熱) を実行するために使用される電力は、PSU の特性に示され、アクティブと呼ばれます。高調波電流振動によって生成された残りの電力は、無効電力と呼ばれます。それは有用な仕事をしませんが、ワイヤを加熱し、変圧器やその他の電力機器に負担をかけます.

無効電力と有効電力のベクトル和を皮相電力と呼びます。そして、フルパワーに対する有効電力の比率は力率（力率）と呼ばれます-効率と混同しないでください！

スイッチング PSU の初期の力率はかなり低く、約 0.7 です。個人の消費者にとっては、UPS を使用しない限り、無効電力は問題になりません (幸いなことに、電力メーターでは考慮されません)。無停電電源装置は、負荷の全電力を負担します。オフィスや都市ネットワークの規模では、スイッチング電源によって生成される過剰な無効電力は、すでに電源の品質を大幅に低下させ、コストの原因となるため、積極的に対処されています。

特に、コンピュータ PSU の大多数には、アクティブな力率補正 (アクティブ PFC) 回路が装備されています。アクティブ PFC を備えたユニットは、整流器の後に取り付けられた 1 つの大きなコンデンサとインダクタによって簡単に識別できます。本質的に、アクティブ PFC は、約 400 V の電圧でコンデンサに一定の電荷を維持するもう 1 つのスイッチングコンバータです。この場合、主電源からの電流は短いパルスによって消費され、その幅は信号がは、線形負荷をシミュレートするために必要な正弦波によって近似されます。電流要求信号を電圧正弦波と同期させるために、PFC コントローラーには特別なロジックがあります。

アクティブ PFC 回路には、1 つまたは 2 つのキートランジスタと 1 つの強力なダイオードが含まれており、メイン PSU コンバータのキートランジスタと同じラジエータに配置されています。原則として、メインコンバータキーの PWM コントローラとアクティブ PFC キーは 1 チップ (PWM/PFC コンボ) です。

アクティブ PFC を備えたスイッチング電源の力率は 0.95 以上に達します。さらに、110/230 V の主電源スイッチと対応する電圧ダブラーを PSU 内に必要としないという、もう 1 つの利点があります。ほとんどの PFC 回路は、85 ～ 265 V の電圧を消化します。さらに、短期間の電圧低下に対する PSU の感度が低下します。

ちなみに、アクティブなPFC補正に加えて、負荷と直列に高インダクタンスのインダクタを取り付けるパッシブなものもあります。その有効性は低く、最新の PSU でこれを見つけることはまずありません。

⇡ 主振動子

絶縁トポロジー (変圧器を使用) のすべてのパルス電源の一般的な動作原理は同じです。キートランジスタ (複数可) が変圧器の一次巻線に交流電流を生成し、PWM コントローラーがデューティサイクルを制御します。彼らの切り替えの。ただし、特定の回路は、主要なトランジスタやその他の要素の数、および品質特性 (効率、信号形状、干渉など) の両方が異なります。興味のある方のために、部品の構成によって特定のデバイスでそれらを識別できるようにする一連の図と表を提示します。

	トランジスタ	ダイオード	コンデンサ	変圧器の一次巻線の足
シングルトランジスタフォワード	1	1	1	4
2トランジスタフォワード	2	2	0	2
ハーフブリッジ	2	0	2	2
フルブリッジ	4	0	0	2
押し引き	2	0	0	3

上記のトポロジに加えて、高価な PSU には共振 (共振) バージョンのハーフブリッジがあり、追加の大きなインダクタ (または 2 つ) と発振回路を形成するコンデンサによって簡単に識別できます。

二次回路

二次回路は、トランスの二次巻線の後にあるすべてのものです。ほとんどの最新の電源では、トランスには 2 つの巻線があります: 12 V はそれらの 1 つから取り除かれ、5 V はもう一方から取り除かれます. 電流は最初に 2 つのショットキーダイオードのアセンブリを使用して整流されます - バスごとに 1 つ以上 (オン最も負荷の高いバス - 12 V - 強力な電源には 4 つのアセンブリがあります)。効率の点でより効率的なのは、ダイオードの代わりに電界効果トランジスタを使用する同期整流器です。しかし、これは 80 PLUS プラチナ認証を取得した真に高度で高価な PSU の特権です。

通常、3.3V レールは 5V レールと同じ巻線から得られ、電圧のみが可飽和チョーク (Mag Amp) で降圧されます。 3.3 V 変圧器の特別な巻線は特殊なオプションです。現在のATX規格の負電圧のうち、-12 Vのみが残り、これは個別の低電流ダイオードを介して12 Vバスの下の2次巻線から除去されます。

コンバーターのPWMキー制御は、トランスの一次巻線の電圧を変更し、したがってすべての二次巻線の電圧を一度に変更します。同時に、コンピュータによる消費電流は決してPSUバス間で均等に分配されません。最新のハードウェアでは、最も負荷の高いバスは 12 V です。

異なるバスで個別の電圧安定化を行うには、追加の対策が必要です。古典的な方法では、グループ安定化チョークを使用します。 3 つのメインタイヤがその巻線を通過するため、1 つのバスで電流が増加すると、他のバスでは電圧が低下します。 12 V バスで電流が増加したとします。電圧降下を防ぐために、PWM コントローラーは主要なトランジスタのデューティサイクルを減らしました。その結果、5 V バスの電圧は許容限界を超える可能性がありますが、グループ安定化インダクタによって抑制されました。

3.3V レール電圧は、別の可飽和チョークによってさらに調整されます。

より高度なバージョンでは、可飽和チョークにより 5 V および 12 V バスの個別の安定化が提供されますが、現在、高価な高品質 PSU のこの設計は DC-DC コンバーターに取って代わられています。後者の場合、トランスには 12 V の電圧を持つ単一の二次巻線があり、5 V と 3.3 V の電圧は DC コンバーターを介して得られます。この方法は、電圧の安定性に最も適しています。

出力フィルタ

各バスの最終段階は、主要なトランジスタによって引き起こされる電圧リップルを平滑化するフィルターです。さらに、周波数が主電源の周波数の2倍に等しい入力整流器の脈動は、PSUの2次回路にある程度突破します。

リップルフィルタには、チョークと大きなコンデンサが含まれています。高品質の電源は、少なくとも 2,000 マイクロファラッドの静電容量を特徴としていますが、安価なモデルの製造元は、たとえば半分の値のコンデンサを取り付けるときに節約できる余裕があり、必然的にリップル振幅に影響を与えます。

⇡ スタンバイ電源 +5VSB

電源のコンポーネントの説明は、5 V のスタンバイ電圧に言及せずに不完全です。これにより、PC をスリープ状態にすることができ、常に電源を入れておく必要があるすべてのデバイスの動作が保証されます。「当直室」は、低電力変圧器を備えた別のパルスコンバーターによって電力を供給されます。一部の電源では、フィードバック回路で使用される 3 番目のトランスもあり、PWM コントローラーをメインコンバーターの 1 次回路から分離します。他のケースでは、この機能はオプトカプラー (1 つのパッケージ内の LED とフォトトランジスター) によって実行されます。

⇡ 電源のテスト方法

PSUの主なパラメータの1つは電圧安定性であり、これはいわゆるに反映されています。クロスロード特性。 KHX は、12 V バスの電流または電力が一方の軸にプロットされ、3.3 V および 5 V バスの合計電流または電力が他方の軸にプロットされた図です。さまざまな意味どちらの変数も、特定のバスの公称値からの電圧偏差を決定します。したがって、12 V バス用と 5 / 3.3 V バス用の 2 つの異なる KNX を公開しています。

ドットの色は、偏差のパーセンテージを意味します。

緑: ≤ 1%;
薄緑: ≤ 2%;
黄色: ≤ 3%;
オレンジ: ≤ 4%;
赤: ≤ 5%。
白: > 5% (ATX 規格では許可されていません)。

CNCを取得するには、カスタムメイドの電源テストベンチが使用されます。これにより、強力な電界効果トランジスタの熱放散による負荷が発生します。

もう 1 つの同様に重要なテストは、PSU 出力でのリップルの範囲を決定することです。 ATX 規格では、12 V バスの場合は 120 mV 以内、5 V バスの場合は 50 mV 以内のリップルが許容されます.高周波リップル (メインコンバータキーの周波数の 2 倍) と低周波リップル (電源周波数の 2 倍) があります。）。

このパラメータは、Hantek DSO-6022BE USB オシロスコープを使用して、仕様で指定された PSU の最大負荷で測定します。以下のオシログラムでは、緑色のグラフは 12 V バス、黄色 - 5 V に対応しています。リップルが通常の範囲内にあり、余裕があることがわかります。

比較のために、古いコンピューターの PSU の出力にリップルの写真を示します。このブロックは最初は良くありませんでしたが、時間の経過とともに明らかに改善されていません. 低周波リップルの範囲から判断すると (画面上の振動に合わせて電圧ベース分割が 50 mV に増加されていることに注意してください)、入力の平滑化コンデンサは既に使用できなくなっています。 5 V バスの高周波リップルは、許容範囲の 50 mV に近づいています。

次のテストでは、定格電力の 10 ～ 100% の負荷でのユニットの効率を決定します (出力電力を家庭用電力計で測定した入力電力と比較することによって)。比較のために、グラフは 80 PLUS のさまざまなカテゴリの基準を示しています。しかし、最近ではあまり関心を集めていません。グラフは最上位の Corsair PSU と非常に安価な Antec を比較した結果を示しており、その差はそれほど大きくありません。

ユーザーにとってより差し迫った問題は、内蔵ファンからの騒音です。轟音の電源テストベンチの近くで直接測定することは不可能であるため、レーザータコメーターでインペラーの回転速度を測定します-これも10〜100％の電力で。下のグラフでは、この PSU の負荷が低い場合、135mm ファンは低い RPM を維持し、ほとんど聞こえないことがわかります。最大負荷では、ノイズはすでに識別できますが、レベルはまだ許容範囲内です。

自分の手で自家製のスイッチング電源を作成するためのマスタークラス。

設計者 (Sergey Kuznetsov、彼のウェブサイトは classd.fromru.com) は、この自家製のネットワーク電源を開発しました。
強力な UMZCH (Audio Frequency Power Amplifier) に電力を供給します。 スイッチング電源のメリット従来のトランス電源の前には明らかです：

結果として得られる製品の重量ははるかに軽量です
スイッチング電源の寸法ははるかに小さいです。
製品の効率、したがって熱放散が低くなります。
電源が安定して動作できる供給電圧 (ネットワーク内の電圧サージ) の範囲ははるかに広いです。

しかし、スイッチング電源を作るには、従来の低周波50Hz電源を作るよりもはるかに多くの労力と知識が必要です。低周波電源は主電源トランス、ダイオードブリッジ、平滑フィルタコンデンサで構成されていますが、パルス電源ははるかに複雑な構造をしています。

スイッチングネットワーク電源の主な欠点は、高周波干渉の存在です。これは、プリント回路基板のトレースが間違っているか、コンポーネントベースの選択が間違っている場合に克服する必要があります。 UPSの電源を入れると、原則としてコンセントに強い火花が見られます。これは、入力フィルタコンデンサの充電による、電源の大きなピーク起動電流によるものです。このような電流サージを排除するために、開発者は各種制度「ソフトスタート」は、動作の最初の段階でフィルタコンデンサを低電流で充電し、充電の最後にUPSへの完全な主電源電圧の供給を組織します。この場合、そのようなシステムの簡略化されたバージョンが使用されます。これは、コンデンサの充電電流を制限する直列接続された抵抗器とサーミスタです。

この回路は、標準スイッチング回路の IR2153 PWM コントローラに基づいています。電界効果トランジスタIRFI840GLCはIRFIBC30Gに置き換えることができます.R2、R3の定格を下げる必要があり、それに応じて発生する熱が増加するため、著者は他のトランジスタを取り付けることをお勧めしません. PWM コントローラの電圧は、少なくとも 10 ボルトである必要があります。 11〜14ボルトの電圧からのマイクロ回路の動作が望ましいです。コンポーネント L1 C13 R8 は、トランジスタの動作モードを改善します。

10 μg 電源の出力にあるインダクタは、透磁率 600 NN のフェライトダンベルに 1 mm のワイヤで巻かれています。古いレシーバーのロッドに巻き付けることができます。10〜15回転で十分です。電源のコンデンサは、RF ノイズを低減するために低インピーダンスにする必要があります。

変圧器は Transformer 2 プログラムを使用して計算されました. 誘導はできるだけ小さく、できれば 0.25 を超えないように選択する必要があります. 40 ～ 80k の範囲の周波数。著者は、フェライトパラメータの不一致と変圧器の重大な損失を考慮して、国内生産のリングの使用をお勧めしません。プリント回路基板は、サイズ 30x19x20 のトランス用に設計されています。電源を調整するときは、オシロスコープのグランドをトランジスタの接続点に接続することは禁止されています。 UPS に大きな負荷をかけることはできませんが、電源と直列に接続された 25 ～ 40W の電力を持つ 220V ランプで初めて電源を起動することをお勧めします。 LAY形式のブロックのプリント基板をダウンロードできます

モジュール 3.

第4章機能ノードと回路
インパルス電圧コンバータ IVEP

多くの場合、電子機器を設計する際には、二次電源 (SEP) の重量とサイズに関する厳しい要件があります。この場合、唯一の解決策は、現在の周波数が 50 Hz または 115 V で、現在の周波数が 400 Hz の ~220 V ネットワークに接続されている高電圧高周波パルス電圧コンバーターに基づく IVEP を使用することです。全体的に低周波降圧トランスを採用し、高周波コンバーターで電圧を20～400kHzの周波数に変換し、小型・放熱で大電力を供給できます。このような電源は、リニア電源に比べて重量とサイズが桁違いに優れています。パルス高周波コンバータを備えた IVEP は、これらのソースから電力を供給されるデバイスの多くの特性を大幅に改善します。高周波コンバーターに基づくパルス PVEC を使用する理由は次のとおりです。 ~ 100-300 V 以内の入力電圧変動の可能性、任意の出力に対して数十ワットから数百キロワットの電力で PVEC を作成する能力電圧、IC およびその他の最新のコンポーネントに基づく手頃な価格のハイテクソリューションの出現。

主にスイッチング電源の使用への移行は、多くの技術的および経済的要因によるものであり、そのうち最も重要なものは次のとおりです。

· 最大 500 W のトランスレス電源 (UPS) は、ネットワークトランスに基づいて作られたアナログと比較して、重量とサイズの特性が大幅に大きくなります。

・UPSのHF変動の変圧器の巻線は、より高い電流密度を持ち、製造に使用される非鉄金属がはるかに少ないため、生産コストと原材料の削減につながります。

· 高飽和誘導と HF 変圧器コアの材料の低固有損失により、従来の電源では達成できない 80% を超える総合効率の UPS を作成できます。

· RF コンバータの一次回路に影響を与えることにより、出力二次電圧の定格を自動的に調整するための十分な機会。

一次電圧が 220 V、50 Hz の UPS を構築するためのブロック図の例をいくつか考えてみましょう。

図上。 74, aかなり伝統的な方式に従って作られたスイッチング電源のブロック図が示されています。

で入手可能な整流器、フィルター、安定器二次回路この電源の構成要素は、従来の電源に見られるコンポーネントに基づいて構築されています。これらのノードの名前はその目的を明らかにするものであり、説明は必要ありません。この場合、スタビライザーが実装される方法 (線形またはパルス) は、独立した機能ユニットとしての存在と比較してそれほど重要ではありません。ソースのさまざまなバージョンの二次電源回路は、スタビライザーと負荷の間に設置された別のフィルターで補うことができます。一次回路の主なコンポーネントは、入力フィルター、電源電圧整流器、および TV 変圧器を使用した整流された電源電圧の RF コンバーターです。

入力フィルタを使用する必要があるのは、まず、このフィルタが電源電圧の急激な短期サージと近くの動作によって引き起こされるインパルスノイズを除去する必要があるためです。インパルスデバイス（HF干渉）またはネットワークから隣接する負荷を接続または切断するときに発生します。第 2 に、フィルタは、使用する電源からネットワークに直接入る干渉を効果的に除去する必要があります。

スイッチング電源（図74、 a）自己発振型RFコンバータのカスケードが使用され、その自己発振のモードは、それ自体の要素の値の値によってのみ決定され、規制されていません。

図に示すスキームに従って作られた電源。 74, aには、スタビライザーまたは RF コンバーターのいずれかに作用する過負荷センサーが追加で含まれている場合があり、誤動作の原因が取り除かれるまでその動作をブロックします。

要素ベースを正しく選択すると、このスキームに従って製造されたソースは簡単に実装できます。これが主な利点ですが、効率が比較的低いため、ほとんど使用されません。異なる電圧のセカンダリチャネルの数が増えると、それぞれに個別の電圧レギュレータが必要になるため、効率が低下します。この回路の重大な欠点は、負荷に対する IP の電力段と組み合わされた自己発振器の感度が非常に高いことです。その変化は、RF 発振の乱れやこの種の電源の不安定性につながる可能性があります。

出力電圧調整の最適な原則を考慮して構築されたネットワーク電源のブロック図を図1に示します。 74, b.

図74、 b

このブロック図と前のブロック図の基本的な違いは、二次電圧安定器がないことです。さらに、測定回路、マスターオシレータ、制御回路が追加され、RFコンバータカスケードの機能が変更されました。パワーステージは、制御回路からの発振のパワーアンプモードで動作します。その負荷は RF トランスです。ここで、RF コンバーターは、マスターオシレーター、制御回路、RF パワーアンプ、RF トランス ( テレビ）。図に示すブロック図に従って作成されたソース。 74, b、変換と電圧安定化という2つの機能を同時に実行します。制御回路にはパルス幅変調器が含まれており、PAの動作モードを完全に決定します。出力電圧制御回路は矩形パルスの形をしています。これらのパルス間の休止時間を変更すると、二次回路へのエネルギーの流れが調整されます。制御回路の動作の初期パラメータは、測定回路からのエラー信号であり、基準電圧値が現在負荷に存在する実際の値と比較されます。エラー信号では、制御回路は、公称電圧値からの実際の電圧値の偏差の大きさに応じて、パルス間の休止期間を増加または減少の方向に変更します。特に、制御回路は、ＰＡカスケードを過負荷および短絡から保護するためのユニットを含むことができる。

PWM 送信電圧の存在により、整流された 2 次電圧の平滑化フィルタのパラメータと構成に特定の要件が課されます。整流器の後のこのフィルタの最初の要素は、各二次電圧チャネルのインダクタでなければなりません。

図に示す。 74, b回路は単一チャネル電源システムの構造ですが、実際の電源には通常、負荷容量が異なる複数の二次チャネルがあります。

図上。図７５は、パルスマルチチャネル電圧変換器のブロック図を示す。このような場合の測定回路は、消費量が最も多いチャネルに接続されます。残りのチャネルは、個別のスタビライザーまたは磁束の相互作用に基づく制御方法を使用して安定化されます。

それ以外の場合は、すべての出力チャネルに共通の磁気回路上に作成された出力フィルタ回路が使用されます。非メインチャネルの電圧調整は、狭い範囲で比較的小さな負荷変動で実行できます。説明するとき実用的なスキーム IP の実装では、複数のチャネルを介して同時に二次電圧を安定させる問題について、より詳細に検討します。

出力整流器の特徴は、通常のパワーダイオードではなく、整流電圧の高周波による高速ショットキーダイオードの使用です。出力フィルタは、出力電圧リップルを平滑化します。フィードバック電圧は、測定システムを使用して基準電圧と比較され、差信号がパルス幅コントローラー (変調器) に供給されます。 PWMコントローラの出力からの高周波矩形パルスの形の電圧は、高周波電力増幅器の動作を制御する整合器のトランジスタの入力に供給されます。 PWM 変調器は現在、マイクロ回路に実装されており、追加の電源によって電力が供給されます。原則として、ネットワークコンバータでは、フィードバック回路にガルバニック絶縁があります。ネットワークからの出力電圧のデカップリングを確実にする必要がある場合に必要です。

電圧変換器の主なノードは、その電力部分（強力な出力段 - 電力増幅器）です。

すべての電圧コンバータの出力段は、1 周期で負荷に送信されるパルスの数に応じて、シングルサイクルとプッシュプルの 2 つの大きなクラスに分けることができます。 1 つのパルスが送信される場合、コンバーターはシングルサイクルと呼ばれ、2 つの場合は 2 サイクルと呼ばれます。最初の効率は2番目の効率よりも低いため、10 ... 200 W未満の電力で、シングルサイクルのものを使用してIVEPを作成します。プッシュプルコンバータを使用すると、高効率で高出力電力を得ることができます。シングルサイクルコンバータは、順方向 (ダイオードの直接接続による) またはフライバック回路 (ダイオードの逆接続による) に従って構築できます。プッシュプルコンバーターは、ブリッジ、ハーフブリッジ、またはトランスの一次巻線の中間点を持つことができます。

ホール効果に基づく電流センサーの使用についての話を続けます。その瞬間からかなりの時間が経過し、続編のリリースが遅れ、私は「退屈な理論」を書くのが好きではないので、実践的な仕事を待っていました.

記事が不足しているもう1つの理由は、ある「現代の成功したITハードウェア会社」での私の仕事でした。

私は最近、私の古いメンターからアプローチされました。いい男. 当然のことながら、私は助けを拒否することはできませんでしたが、すべてが非常に単純であることが判明しました.FT-450 HFトランシーバー用の電源を作るように頼まれました。よく意味します。 Mean Well が悪い会社だと言っているわけではないことに注意してください。この場合、負荷が非常に具体的であり、製品が非常に優れているというだけです。

診断は次のようなものです。

- 40Aの出力電流が宣言されていますが、実際には30〜35Aの消費（送信時）で、ユニットは保護されます。
- 強い加熱があるとき連続負荷;
- ネットワークの電圧が 160-180V の国で使用すると、完全に悪くなります。
・最大電圧は13.2～13.4Vですが、微調整+-20%で13.8～14Vが欲しいです。

この記事の特徴は、プロジェクトがそれに沿って進んでいることです。技術仕様から完成したプロトタイプまで、開発のすべての段階についてお話しすることができます。私はこの形式の記事をオタクに急襲したものは見つけませんでした。通常、人々はすべての仕事を終えて、主な関心をもたらすことが多い小さなことの半分を忘れて書いています。また、私はこの記事を初心者向けのアクセス可能な言語で書きたいと思っているので、地元の専門家は私のスタイルの「非学術的」に関係するのが少し簡単になるはずです.

技術要件

どのプロジェクトも、常に技術的なタスクと議論から始まります。私たちは議論を通過しましたが、TOR は残っています。私のプロジェクトは商用ではなくオープンソースなので、お金はかかりませんたくさんの時間とリストに自分自身を制限する技術要件.

それはなんのためですか？何かの開発に関連する企業で働いている人は、「技術仕様がなければプロジェクトは軌道に乗らない」と理解していますが、産業開発に関係のない人にとっては、この瞬間は明らかではないかもしれません。では、少し説明させてください...

開発プロセス中に、技術仕様に依存しない場合、約 100% の確率で最初に望んでいた結果が得られます。たとえば、最初は電源から1000 Wの電力を得たいと思っていましたが、適切な変圧器が見つからず、手に入れたものを置きました。その結果、鉄片は 700 ワットになり、1000 を計画しました。アマチュアにとって、これは致命的ではなく、結果を得ることなく多くのお金と時間を費やすだけです。エンジニアの雇用主にとって、これは財務上の大惨事であり、期限切れのプロジェクトであり、エンジニアにとっては、多くの場合、路上でお尻を蹴るだけです。そして、そのようなニュアンスの海があり、変圧器以外には何もなく、リンゴが頭に落ち、ある種の「ライト」などを追加することにします。

それを避ける方法は？悲観的なソビエトの天才が思いついたのはこのためでした 「GOST 34.自動制御システム（ACS）の開発」. このGOSTに従ってTKを実行するだけで十分です。これには30〜50ページかかります。アイデア段階でのプロジェクトは、鉄片の形で最終結果に対応します。ポイント。「1000 W 用のトランス」と表示されている場合は、1000 W 用のトランスを探している/入手しているということであり、ランダムではなく「もう少し」かかります。私は軍産複合体と民間企業の両方で働いていました。前者は適切な技術仕様と技術的要件を求めていました。通常、戦争と平和のボリュームのように見えるプロジェクトなので、私たちの戦車は最高です. 2番目のものは「森林への愚かな損害のために」虐殺されるため、ほとんどの場合、ロシアの出口にある民間の電子製品は「arduinoのグアノ」です。

そのため、出力で「ゴミ」を避けるために、プロトタイプに必要な技術要件のリストを作成します。彼が彼らに到達するまで、プロジェクトは未完成と見なされます。すべてがシンプルに見えます。

スイッチング電源の要件:

- 10-15V DCの範囲内で調整可能な出力電圧;
- 電源入力電圧: 160-255V AC;
- 二次回路の電流: 40A
- コモンモードフィルターの存在;
- 力率補正器 (PFC) の可用性;
- コサインファイ: 0.9 以上;
- 出力からの入力のガルバニック絶縁。
- 二次回路の短絡に対する保護;
- 現在の保護応答時間: 1 ミリ秒以下;
- 出力電圧の安定性: 0.1% より悪くない;
- デバイスの電力要素の温度: 100% 負荷で 55 度以下。
- デバイスの一般的な効率: 90% 以上;
- 張力と電流のインジケーターの存在。

また、設計された SMPS の 1 つの機能に注目したいと思います。これは完全にアナログです。これはかなり重要な要件でした。私ここ数年主に使用して設計された DSP制御の「頭脳」としてのプロセッサですが、これは「顧客」を怖がらせます。現在、彼は私から2500 km離れた場所に住んでおり、故障した場合、修理が長時間遅れることになるため、デバイスのメンテナンス性を最大限に高める必要があります。顧客はアナログ回路の経験者であり、転送なしで問題が発生した場合は修理します。最大は電話して問題について話し合う必要があります。

要約すると、SMPS を開発、製造、およびテストし、テストの結果として、少なくとも上記と同程度のパフォーマンス特性が得られた場合、プロジェクトは成功したと見なすことができます。ブロックは所有者に渡すことができ、私自身が別の成功した鉄片を楽しむことができます. しかし、これはすべて遠い先です...

機能図

通常、私はダミーの機能図というトピックについて当局と戦い、描画を拒否しましたが、この記事はまだエレクトロニクスの初心者を対象としています。誰もが興味を持って読めるようにするために、私はまだそれを描いて、各ブロックが何をするかを書き留めます. はい、そして本格的なTKがない場合、このスキームにより、作業の過程で元のアイデアから逸脱することはありません。

図 1 - SMPS の機能図

次に、各ブロックについて簡単に説明し、回路を開発する段階でこれらのソリューションをより詳細に分析します。したがって、モジュール自体は次のようになります。

1) コモンモードフィルター - ネットワークとそれに接続されている家庭用電化製品を、電源によって生成される干渉から保護するように設計されています。心配する必要はありません。どのスイッチング電源でも発生するため、SMPS の 90% にはコモンモードフィルタがあります。また、ネットワークからの干渉からブロックを保護します。私は最近、このトピックに関する誰かの学士号の仕事に出くわしました.すべてが明確に説明されています-. 卒業証書の著者は Kurinkov A.V. です。彼に心から感謝します。この世界で少なくとも 1 つの学士号が役に立ちます))

2) TOP227 チップの「クラシック」スタンバイ電源。回路は、オプトカプラを介したネットワークからのガルバニック絶縁を追加して、データシートから直接取得する可能性が最も高いでしょう。出力は、それぞれ 15V と 1A の電圧で互いに分離された 2 つの巻線の形で実装されます。 1 つは、2 番目の PWM ハーフブリッジコントローラーであるコレクターの PWM コントローラーに供給します。

3）整流器はダイオードブリッジで作られています。当初、NチャネルMosfetで同期を使用したかったのですが、そのような電圧と3〜4Aの電流では、リソースの無駄になります。

4）アクティブパワーコレクター - それがなければ、私たちが良い効率について話しているとすぐにはどこにもありません。法律の要件によれば、KKMの使用は必須です。 KKMは実際には通常のブースターコンバーターであり、2つの問題を解決します。入力電圧が低いためです。その出力では、一貫して 380V を生成し、ネットワークから均等に電力を取り出すことができます。私は非常に人気のあるマイクロ回路を使用しました。中国人は（そしてそれだけでなく）それを入れるのが好きです溶接インバーター同じ目的で - ICE2PCS01 . 私はそれを隠しません-私はそれを定評のあるソリューションとして採用し、その上に半自動デバイス用に6 kVAのKKMを組み立てましたが、1年以上問題はありませんでした.信頼性は私を魅了します.

5）電圧コンバーター自体は、トポロジー（「ハーフブリッジ」）に従って実装されています。セメノフの著書「パワーエレクトロニクス：単純なものから複雑なものへ」の章を読んで、理解することをお勧めします。ハーフブリッジコントローラーは、チャイコフスキーのような「古典的な」TL494 マイクロ回路に実装されています。安価で、機能的で、信頼性が高く、長年の実績があります。他に何が必要ですか? 古いと考える人は、UCC38xxx シリーズのテキサスの何かに注意を向けることができます。このモジュールは、TL431 + PC817 に電圧フィードバックを実装し、ホール効果センサーに電流保護を実装します。

6) N95 素材で作られた Epcos ETD44/22/15 タイプのコアに電源トランスを実装する予定です。おそらく、巻線データと全体的な電力を計算すると、私の選択はさらに変わるでしょう.

7) 二次巻線の整流器のタイプをデュアルショットキーダイオードと同期整流器のどちらにするか、長い間ためらいました。デュアルショットキーダイオードを配置できますが、これは P \u003d 0.6V * 40A \u003d 24 W の熱で、約 650 W の SMPS 電力で、4% の損失が得られます。抵抗チャネルを備えた同期整流器で最も一般的な IRF3205 を使用すると、熱が放出されます。 P = 0.008 オーム * 40A * 40A = 12.8W. 2 倍または 2% の効率で勝つことがわかりました。 IR11688S のブレッドボードでソリューションをまとめるまでは、すべてが素晴らしかったです。動的スイッチング損失がチャネルの静的損失に追加され、最終的にそれが起こりました。大電流に対する現場作業員の静電容量は依然として大きい。これはHCPL3120のようなドライバで処理されますが、これは製品の価格の上昇と回路の過度の複雑化です。実際、これらの考慮事項から、ダブルショットキーを入れて安らかに眠ることにしました。

8) 出力の LC 回路は、第一に電流リップルを低減し、第二に、すべての高調波を「遮断」できるようにします。後者の問題は、無線周波数範囲で動作し、高周波アナログ回路を組み込んだデバイスに電力を供給する場合に非常に重要です。私たちの場合、HFトランシーバーについて話しているので、ここではフィルターが非常に重要です。そうしないと、干渉が空中に「クロール」します。理想的には、ここでもリニアスタビライザーを出力に配置し、mV 単位でリップルを最小限に抑えることができますが、実際には、OS の速度により、内部の「ボイラー」なしで 20 ～ 30 mV 以内の電圧リップルを取得できます。トランシーバー、重要なノードは LDO を介して給電されるため、その冗長性は明らかです。

さて、私たちは機能を実行しましたが、これはほんの始まりにすぎません))しかし、最も興味深い部分が始まるので、それはもっと元気になります-すべてとみんなの計算!

ハーフブリッジ電圧コンバータ用の電源トランスの計算

ここで、構造とトポロジーについて少し考える価値があります。 IGBTではなく電界効果トランジスタを使用する予定なので、より大きな動作周波数を選択できます.100または125 kHzを考えている間、同じ周波数がKKMになります. 周波数を上げると、トランスの寸法がわずかに小さくなります。一方であまり周波数を上げたくないので、私は TL494 をコントローラーとして使用していますが、150 kHz を超えるとあまりうまく表示されず、動的損失が増加します。

これらの入力に基づいて、変圧器を計算します。 ETD44/22/15の在庫が数セットあるので、とりあえずそちらに絞ってますが、入力のリストは次のとおりです。

1) 材料 N95;
2) コアタイプ ETD44/22/15;
3) 動作周波数 - 100 kHz;
4) 出力電圧 - 15V;
5) 出力電流 - 40A。

5 kWまでの変圧器の計算には、Old Manプログラムを使用します。これは便利で、非常に正確に計算します。 5 kWの後、魔法が始まり、周波数が増加してサイズが小さくなり、フィールドと電流の密度は、表皮効果でもパラメーターをほぼ2倍変更できるような値に達するため、高出力には古いものを使用します-「紙に数式と鉛筆で描く」方法。入力データをプログラムに入力すると、次の結果が得られました。

図2 - ハーフブリッジ用トランスの計算結果

左側の図では、入力データがマークされていますが、上で説明しました。中央では、最も関心のある結果が紫色で強調表示されています。簡単に説明します。

1) 入力電圧はDC380Vなので安定しています。ハーフブリッジは KKM から供給されます。このような機能により、多くのノードの設計が簡素化されます。入力メイン電圧が 140V の場合、電流リップルは最小限に抑えられ、トランスは電圧を引き出す必要がありません。

2) 消費電力 (コアを介してポンピングされる) は 600 W であることが判明しました。これは、全体の電力 (コアが飽和状態にならずにポンピングできる電力) の 2 分の 1 です。つまり、すべて問題ありません。プログラムで N95 の材料は見つかりませんでしたが、Epcos の Web サイトのデータシートで、N87 と N95 が非常に類似した結果をもたらすことを調べて、一枚の紙で確認したところ、50 W の違いがわかりました。全体的なパワーはひどいエラーではありません。

3) 一次巻線に関するデータ: 21 ターンを直径 0.8 mm の 2 本のワイヤに巻き付けます。電流密度は約8A / mm2です。これは、巻線が過熱しないことを意味します-すべて問題ありません。

4) 二次巻線に関するデータ: 0.8 mm の同じワイヤでそれぞれ 2 ターンの 2 つの巻線を巻き付けますが、すでに 14 で - すべて同じで、電流は 40A です! 次に、一方の巻き始めともう一方の終わりを接続します。これを行う方法については、さらに説明します。何らかの理由で、この時点で組み立て中に人々はしばしば昏迷に陥ります。ここにも魔法はありません。

5) 出力チョークのインダクタンスは 4.9 μH、電流は 40 A です。ブロックの出力に大きな電流リップルが発生しないようにする必要があります。デバッグの過程で、オシロスコープでそれを使用した場合と使用しない場合の作業を示します。すべてが明らかになります。

計算には 5 分かかりました。質問がある場合は、コメントまたは PM で質問してください。プログラム自体を探さないために、リンクを使用してクラウドからダウンロードすることをお勧めします。そして、おじいさんの働きに心から感謝します！

次の論理的なステップは、ハーフブリッジの出力インダクタを計算することです。これは正確に 4.9 uH のものです。

出力チョークの巻線パラメータの計算

変圧器を計算するときに、前の段落で入力データを受け取りました。これは：

1) インダクタンス - 4.9 uH;
2) 定格電流 - 40A;
3) スロットル前の振幅 - 18V;
4) スロットル後の電圧 - 15V。

また、Old Man のプログラムを使用して (すべて上記のリンクにあります)、次のデータを取得します。

図 3 - 出力チョークを巻くための計算データ

それでは、結果を見てみましょう。

1）入力データによると、2つのニュアンスがあります。周波数は、コンバーターが動作するのと同じように選択されています。これは論理的だと思います。 2番目のポイントは電流密度に関連しています。すぐに注意します- スロットルは熱くする必要があります! それは私たちがすでに決定している量です.35度の温度を得るために8A / mm 2の電流密度を選択しました.これは出力（緑色でマーク）で見ることができます. 結局のところ、私たちが覚えているように、出力の要件によれば、「コールド SMPS」が必要です。また、初心者向けに、おそらく完全に明らかではない点に注意したいと思います-チョークに大きな電流が流れると、チョークの発熱が少なくなります。つまり、定格負荷が40Aの場合、チョークの発熱は最小限になります。電流が定格電流を下回ると、エネルギーの一部が能動負荷 (抵抗器) として機能し始め、すべての余分なエネルギーが熱に変わります。

2）最大誘導、これは超えてはならない値です。そうしないと、磁場がコアを飽和させ、すべてが非常に悪くなります. このパラメーターは、素材とその全体的な寸法によって異なります。現代の粉砕された鉄のコアの場合、典型的な値は 0.5 ～ 0.55 T です。

3) 巻線データ: 直径 0.8 mm のワイヤ 10 本のストランドを鎌で 9 ターン巻いた。プログラムは、必要なレイヤー数を大まかに示しています。 9芯で巻くから。次に、大きな編組を3つのコアの3つの「ピグテール」に分割し、問題なくボードにはんだ付けすると便利です。

4）実際に巻くリング自体の寸法は40/24/14.5mmで、余裕を持って十分です。資料番号 52、ATX ブロックで黄青色のリングを見たことがある人は多いと思いますが、グループ安定化チョーク (DGS) でよく使用されます。

予備電源トランスの計算

機能ダイアグラムは、TOP227 の「クラシック」フライバックをスタンバイ電源として使用したいことを示しています。冷却システムのすべての PWM コントローラー、表示、およびファンは、そこから給電されます。ファンはしばらくしてから当直室から電力が供給されることに気付いたので、この瞬間は図には表示されていませんが、リアルタイムの開発ではありません))

入力データを少し調整しましょう。必要なものは次のとおりです。

1) PWM の出力巻線: 15V 1A + 15V 1A;
2) セルフパワー出力巻線: 15V 0.1A;
3) 冷却用出力巻線: 15V 1A.

総電力を備えた電源が必要になります- 2*15W + 1.5W + 15W = 46.5W. これはTOP227の通常の電力です。私はこれを最大75 Wの小さなSMPSで、あらゆる種類のバッテリー充電器、ドライバー、その他のごみに何年も使用していますが、奇妙なことに、まだ燃え尽きたことはありません。

Old Man の別のプログラムに移動し、フライバック用の変圧器を検討します。

図 4 - スタンバイ電源トランスの計算データ

1）コアの選択は単純に正当化されます-私はそれをボックスの量で持っており、コアに同じ75 W））データを描画します。これは N87 材料でできており、いわゆるフルギャップの各半分または 0.4 mm に 0.2 mm のギャップがあります。このコアは直接チョーク用に設計されており、フライバックコンバーターの場合、このインダクタンスは単なるチョークですが、まだ本題には入りません。ハーフブリッジトランスにギャップがなかった場合、フライバックコンバーターに必須です。そうでない場合、他のインダクタと同様に、ギャップなしで飽和状態になります。

2) キー 700V「ドレイン-ソース」と 2.7 オームのチャネル抵抗に関するデータは、TOP227 のデータシートから取得されます。このコントローラーには、マイクロ回路自体に組み込まれた電源スイッチがあります。

3）最小入力電圧を少し余裕を持って取りました - 160V。

4) 当社の一次巻線は、1 つのコアに 0.335 mm のワイヤを 45 回巻いたものです。二次電源巻線には 4 ターンと 4 コアがあり、ワイヤは 0.335 mm (直径) です。自己供給巻線のパラメータは同じであるため、電流が 1 桁小さいため、すべてが同じで 1 コアのみです。

有効電力補正器の電力チョークの計算

このプロジェクトの最も興味深い部分は力率補正器だと思います。インターネット上にはそれらに関する情報がほとんどなく、実際に機能し、説明されているスキームはさらに少なくなります。

計算用のプログラムを選択します-PFC_ring（PFCはBasurmansk KKMにあります）、次の入力を使用します。

1) 入力供給電圧 - 140 - 265V;
2) 定格電力 - 600 W;
3) 出力電圧 - 380V DC;
4) 動作周波数 - PWM コントローラの選択により 100 kHz。

図 5 - アクティブ PFC のパワーチョークの計算

1) 左側では、いつものように、最小しきい値として 140V を設定して初期データを入力します。140V の電源電圧で動作できるユニットが得られるため、「内蔵電圧レギュレータ」が得られます。

電源セクションとコントロールの回路は非常に標準的です。突然質問がある場合は、コメントまたはプライベートメッセージでお気軽にお問い合わせください。私は答えて説明するために最善を尽くします。

スイッチング電源基板設計

それで、私は多くの人にとって神聖な段階、つまりプリント回路基板の設計/開発/トレースにたどり着きました。なぜ私は「デザイン」という言葉を好むのですか？この操作の本質に近いです。私にとって、ボードの「配線」は、芸術家が絵を描くような創造的なプロセスであり、他の国の人々があなたがしていることを理解しやすくなります.

ボード設計プロセス自体には落とし穴は含まれておらず、意図したデバイスに含まれています。実際、パワーエレクトロニクスは、同じマイクロ波アナログまたは高速デジタルデータバスを背景に、膨大な数の規則や要件を提唱していません。

特に電源回路に関連する基本的な要件とルールをリストします。これにより、アマチュア設計の 99% の実装が可能になります。ニュアンスや「トリック」については説明しません。誰もが自分のバンプを埋め、経験を積み、すでにそれを操作する必要があります。そして、私たちは行きました：

プリント導体の電流密度について少し

多くの場合、人々はこのパラメータについて考えません。電源セクションが 0.6 mm の導体で作られ、基板面積の 80% が単純に空いている場所を見てきました。なぜこれを行うのかは私には謎です。

では、どのような電流密度を考慮に入れることができるでしょうか? 通常のワイヤーの場合、標準の数値は10A / mm 2ですが、この制限はワイヤーの冷却に関係しています。より大きな電流を流すこともできますが、その前に液体窒素に下げます。たとえば、プリント回路基板のような平型導体は表面積が大きく、冷却しやすいため、高い電流密度を実現できます。パッシブまたは空冷の通常の条件では、35-50 A / mm 2を考慮するのが通例です.35はパッシブ冷却用、50は人工空気循環の存在下です（私の場合）。もう 1 つの数値があります - 125 A/mm 2 です。これは非常に大きな数値です。すべての超伝導体がそれを実現できるわけではありませんが、浸漬液体冷却でのみ達成可能です。

私は通信工学とサーバー設計に従事する会社で働いていたときに後者に出会い、設計は私の運命に落ちました。マザーボード、つまり、多相電源とスイッチングを備えた部品です。 125 A / mm 2の電流密度を見たときは非常に驚きましたが、彼らは私に説明し、スタンドでこの可能性を示しました-そして、サーバーを備えたラック全体が巨大な油のプールに浸されている理由に気づきました）））

私の鉄片では、すべてがより単純で、50 A / mm 2の数字はそれ自体には十分であり、銅の厚さは35ミクロンで、ポリゴンは問題なく目的の断面を提供します. 残りは一般的な開発そして問題の理解。

2) 導体の長さ - この段落では、たとえば DDR3 データバスを「配線」するときに行われるように、0.1 mm の精度でラインを均等化する必要はありません。長さを作ることは依然として非常に望ましいですが、信号線ほぼ同じ長さ。長さの +-30% で十分です。主なことは、HIN を LIN の 10 倍長くしないことです。これは、信号の前面が互いに相対的にシフトしないようにするために必要です。100 キロヘルツの周波数でも、5 ～ 10 倍の差があるとキーに貫通電流が発生する可能性があるためです。これは、「デッドタイム」の値が小さい場合に特に当てはまります。TL494 の 3% であっても、これは当てはまります。

3) 導体間のギャップ - 特に RF 信号 (PWM) が流れる導体では、漏れ電流を減らす必要があります。これは、導体内の電界が強く、表皮効果により RF 信号が漏れやすいためです。導体の表面とその限界を超えて。通常、2 ～ 3 mm のギャップで十分です。

4) ガルバニック絶縁ギャップ - これは、基板のガルバニック絶縁セクション間のギャップで、通常、ブレークダウン要件は約 5 kV です。 1 mmの空気を突破するには、約1〜1.2 kVが必要ですが、私たちの場合、空気だけでなく、テキソライトとマスクを通しても破壊が可能です。工場内は電気検査済みの素材を使用しており、安らかに眠ることができます。したがって、主な問題は空気であり、上記の条件から、約 5 ～ 6 mm のクリアランスで十分であると結論付けることができます。基本的に、トランスの下のポリゴンの分割です。これはガルバニック絶縁の主な手段です。

それでは、ボードのデザインに直接行きましょう。この記事では詳細には説明しません。一般に、欲望のテキストの本全体を書くことはあまりありません。もしあるなら大規模なグループ希望する人（最後に調査を行います）、このデバイスの「配線」でビデオを撮影するだけで、より速く、より有益になります。

プリント回路基板を作成する段階:

1) 最初のステップは、デバイスのおおよその寸法を決定することです。既製のケースがある場合は、その中のフットプリントを測定し、ボードの寸法から始めてください。アルミや真鍮でケースをオーダーメイドで作る予定なので、品質や性能を落とさずに出来るだけコンパクトなデバイスを作ろうと思います。

図 9 - 将来のボード用に空白を作成します

覚えておいてください - ボードの寸法は 1 mm の倍数でなければなりません! または少なくとも0.5 mm、そうでなければ、すべてをパネルに組み立てて生産用のブランクを作成するときに、私のレーニンの証を今でも覚えているでしょう。ボードに従ってケースを作成するデザイナーは、あなたに呪いを浴びせるでしょう。どうしても必要な場合を除き、寸法が「208.625 mm」のボードを作成しないでください。
追記ありがとう。それにもかかわらず、彼がこの素晴らしいアイデアを私に伝えたという事実のためにルンコフ））

ここでは、4 つの操作を行いました。

A) 全体の寸法が 250x150 mm のボード自体を作成しました。これはおおよそのサイズですが、かなり縮むと思います。
b) 角を丸くした。配送と組み立ての過程で、鋭いものは殺され、しわになります+ボードは見栄えが良くなります。
c) 標準の留め具およびラック用の直径 3 mm の、金属化されていない取り付け穴を配置する。
d) 「NPTH」クラスを作成しました。このクラスでは、メッキされていないすべての穴を定義し、そのルールを作成して、他のすべてのコンポーネントとクラスコンポーネントの間に 0.4 mm のギャップを作成しました。これが「レゾニット」の標準精度クラス（4次）の技術要件です。

図 10 - メッキされていない穴のルールの作成

2）次のステップは、すべての要件を考慮して、コンポーネントの配置を行うことです。これは、すでに最終バージョンに非常に近いはずです。より大きな部分は、ボードの最終的な寸法とそのフォームファクターによって決定されます。

図 11 - コンポーネントの一次配置の完了

主要コンポーネントを取り付けましたが、動かない可能性が高いため、寸法ボードは最終的に定義されます - 220 x 150 mm。ボード上の空きスペースは、制御モジュールやその他の小さなSMDコンポーネントがそこに配置される理由で残されています。ボードのコストを削減し、取り付けを容易にするために、すべてのコンポーネントはそれぞれ最上層にのみ配置され、シルクスクリーン印刷層は 1 つだけです。

図 13 - コンポーネントを配置した後の基板の 3D ビュー

3) さて、場所を決定し、全体の構造残りのコンポーネントを配置し、ボードを「分割」します。ボードの設計は 2 つの方法で行うことができます: 手動と自動ルーターの助けを借りて、数十のルールでそのアクションを説明しました。どちらの方法もいいのですが、この板は手でやるからです。コンポーネントはほとんどなく、ラインアライメントとシグナルインテグリティに関する特別な要件はありません。これは間違いなく高速で、多くのコンポーネント (500 以上) があり、回路の主要部分がデジタルの場合、自動ルーティングは適切です。誰かが興味を持っている場合は、ボードを自動的に「繁殖」させる方法を 2 分で紹介できます。確かに、その前に、一日中ルールを書く必要があります。

温度とお茶を飲みながら3〜4時間の「魔術」（半分の時間は不足しているモデルを描きました）の後、ようやくボードを手放しました。スペースを節約することさえ考えていませんでした。多くの人は、寸法を 20 ～ 30% 縮小できると言うでしょうが、それは正しいでしょう。私はピースコピーを持っていて、2層ボードの場合は1 dm 2よりも明らかに高価な時間を無駄にするのは残念でした. ちなみに、ボードの価格について-Rezonitで注文すると、標準クラスの2層ボードの1 dm 2は約180〜200ルーブルの費用がかかるため、バッチがない限り、ここで多くを節約することはできません500個以上。これに基づいて、私はアドバイスすることができます-それがクラス4であり、寸法の要件がない場合、面積の減少で倒錯しないでください. 出力は次のとおりです。

図 14 - スイッチング電源の基板設計

将来的には、このデバイスのケースを設計します。その完全な寸法を知る必要があるだけでなく、ケース内で「試着」して、最終段階でそれが判明しないようにする必要があります。たとえば、、メインボードがケースまたは表示のコネクタに干渉すること。これを行うために、私は常にすべてのコンポーネントを 3D 形式で描画しようとします。出力はそのような結果であり、.step 形式のファイルです。 オートデスクインベンター:

図 15 - 結果のデバイスの 3D ビュー

図 16 - デバイスの 3D ビュー (上面図)

これでドキュメントの準備が整いました。ここで、コンポーネントを注文するために必要なファイルのパッケージを生成する必要があります。Altium にはすべての設定が既に登録されているので、ボタン 1 つですべてをアンロードできます。ガーバーファイルと NC ドリルファイルが必要です。最初のファイルにはレイヤーに関する情報が保存され、2 番目のファイルにはドリル座標が保存されます。プロジェクトの記事の最後にドキュメントをアップロードするためのファイルが表示されます。ファイルはすべて次のようになります。

図 17 - プリント基板を注文するためのドキュメントパッケージの構成

ファイルの準備ができたら、ボードを注文できます。私は特定のメーカーを推奨するつもりはありません。 Rezonit で 2、4、6 層の標準クラスのすべてのボードを注文し、同じ場所に 5 番目のクラスの 2 層および 4 層のボードを注文します。 6〜24層が中国にあるクラス5のボード（pcbwayなど）ですが、24層以上のHDIおよびクラス5ボードはすでに台湾にしかありませんが、それでも中国の品質はまだ不十分です。値札が不自由ではないところは、それほど快適ではありません。 それはすべてプロトタイプについてです！

私の信念に従って、私はRezonitに行きます、ああ、彼らがほつれ、血を飲んだことの数...しかし最近修正されたように、キックはありますが、より適切に機能し始めました。個人アカウントから注文を作成し、料金に関するデータを入力し、ファイルをアップロードして送信します。ちなみに、私は彼らの個人アカウントが好きです。それはすぐに価格を考慮し、パラメーターを変更することで、品質を損なうことなくより良い価格を達成できます.

たとえば、35 µm の銅箔を使用した 2 mm の PCB 上のボードが必要でしたが、このオプションは 1.5 mm の PCB と 35 µm のオプションよりも 2.5 倍高価であることが判明したため、後者を選択しました。ボードの剛性を高めるために、ラック用の穴を追加しました-問題は解決され、価格が最適化されました. ちなみに、ボードがシリーズに入ると、100個のどこかでこの差が2.5倍になり、価格が等しくなります。

図 18 - ボードのコスト計算の最終ビュー

最終的なコストは次のように決定されます。 3618ルーブル. これらのうち、2100 は準備であり、プロジェクトごとに 1 回だけ支払われ、その後のすべての注文の繰り返しはそれなしで行われ、エリアに対してのみ支払われます。この場合、面積が 3.3 dm 2 のボードで 759 ルーブル、シリーズが大きいほどコストは低くなりますが、現在は 230 ルーブル / dm 2 であり、これはかなり許容範囲です。もちろん、緊急の生産を行うことは可能でしたが、私は頻繁に注文します。私は一人のマネージャーと仕事をしており、生産がロードされていない場合、女の子は常に注文をより速く進めようとします。 5〜6日かかります。丁寧にコミュニケーションを取り、人に失礼にならないようにするだけで十分です。急ぐところもないので、約 40% 節約することにしました。

エピローグ

さて、私は記事の論理的な結論に達しました - 回路を入手し、ボードの設計を行い、製造中のボードを注文します。全部で 2 つの部分があります。1 つ目は目の前にあり、2 つ目は、デバイスをどのようにインストール、組み立て、デバッグしたかを説明します。

約束どおり、プロジェクトのソースコードとその他の活動成果物を共有します。

1) Altium Designer 16 のプロジェクトソース - ;
2) プリント基板注文用ファイル - . たとえば、中国では、このアーカイブで十分です。
3) pdf のデバイス図 - . 携帯電話に Altium をインストールしたり、慣れるために時間をかけたくない人向け (高品質)。
4) 繰り返しますが、重いソフトウェアをインストールしたくないが、鉄片をひねるのが面白い人のために、3D モデルを pdf で投稿します - . それを表示するには、ファイルをダウンロードする必要があります。開いたら、右上隅にある [ドキュメントを 1 回だけ信頼する] をクリックします。次に、ファイルの中央を突き刺すと、白い画面がモデルに変わります。

読者の意見もお聞きしたいと思います...ボードが注文され、コンポーネントも注文されました-実際には2週間ありますが、何について記事を書くべきですか？このような「ミュータント」に加えて、ミニチュアであるが便利なものを作りたい場合があります。コメントを混乱させないように、投票でいくつかのオプションを提示するか、おそらく個人的なメッセージで独自のオプションを提供します。 .

次の記事ではどのトピックを選択しますか?

コンピューターの電源装置とそのテスト方法。 カテゴリ - スイッチング電源

3.4.1 効率的で低機能のスイッチング レギュレータ