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Inurl 제품 램프를 사용하여 직접 만든 HF 수신기. 단일 튜브 재생기, 2튜브 슈퍼헤테로다인...

수신기는 전신, 전화 및 10, 14, 20, 40 및 80m 범위의 한쪽 측파대에서 작동하는 아마추어 라디오 방송국의 신호를 수신하도록 설계되었으며 단파관 수신기에는 8개의 하위 대역이 있습니다. 각 하위 대역은 500kHz의 주파수 대역을 포괄합니다. 아마추어 밴드 14, 20, 40 및 80m는 각각 하나의 부대역을 차지하며 수신기 스케일의 시작은 범위의 시작과 일치합니다. 10m 범위는 4개의 하위 대역으로 나뉩니다. 신호 대 잡음비가 3:1인 수신기의 감도는 1μV보다 나쁘지 않습니다. 가변 대역폭 크리스털 필터를 통해 인접 채널 선택성이 제공됩니다. 수신기는 간섭 스테이션의 신호를 억제할 수 있는 필터를 사용합니다. 수신기는 127 또는 220V의 AC 주전원 전압으로 전원을 공급받으며 90W 이하의 전력을 소비합니다.

단파관 수신기는 이중 주파수 변환 기능이 있는 슈퍼헤테로다인 회로를 사용하여 제작됩니다. 개략도는 그림 1에 나와 있습니다. 1. 수신기의 입력 부분에는 램프 L1(6K4)의 RF 증폭기, 램프 L2(6Zh4)의 첫 번째 변환기 및 램프 6Zh4(L6)의 첫 번째 국부 발진기가 포함되어 있습니다. 국부 발진기 주파수는 석영에 의해 안정화됩니다. 국부 발진기는 수신된 신호보다 낮은 주파수에서 작동합니다.

국부 발진기의 주파수는 고정되어 있으므로 첫 번째 중간 주파수는 2190~2690kHz로 변합니다. 국부 발진기는 전자 통신 회로에 따라 만들어집니다. L6 램프의 양극 회로 회로는 방출된 석영 고조파의 주파수에 맞춰 조정됩니다. 이러한 회로의 일부 디튜닝을 조정할 수 있습니다. 출력 전압국부 발진기 석영 Kv2-Kv9의 주파수와 할당된 고조파 수는 표에 나와 있습니다. 1

동일한 표는 국부 발진기 주파수가 수신 신호의 주파수보다 높게 선택된 경우 수정 국부 발진기의 주파수를 보여줍니다.

첫 번째 주파수 변환기는 단일 그리드 회로를 사용하여 조립됩니다. 양극 회로에는 용량 결합형 대역통과 필터(L15 L16 C26-C32)가 포함되어 있습니다. 이 필터의 대역폭은 약 25kHz입니다. 선택한 대역폭은 다음을 제거합니다. 가능한 실수두 번째 변환기와 함께 미러 채널을 따라 높은 선택성을 제공합니다. 6Zh4(L3) 램프의 두 번째 변환기는 첫 번째 변환기와 마찬가지로 이중 회로 석영 필터를 양극 부하로 사용하는 단일 그리드 회로에 따라 만들어집니다. 0.5~2.5kHz 범위에서 수신기 대역폭을 변경하는 것은 Kv10 석영의 공진 주파수를 기준으로 여러 방향으로 석영 필터 회로를 동시에 디튜닝함으로써 달성됩니다.

두 번째 국부 발진기는 유도 결합이 있는 3점 회로를 사용하여 6Zh4(L7) 램프에 조립됩니다. 주파수 대역 2675-3175kHz 내에서 원활하게 조정할 수 있습니다. L7 램프의 양극 전압은 제너 다이오드 SG4S (L15)를 사용하여 안정화됩니다.

두 번째 회로 L18 C38 C107의 신호 전압은 6N8S (L4) 램프에 만들어진 캐스케이드에 공급됩니다. 이 캐스케이드는 저 여자 발전기이며 회로 L19C43-C45는 간섭 스테이션의 신호를 억제하는 방식으로 연결됩니다. 이 회로의 등가 품질 계수는 매우 높기 때문에 매우 좁은 억제 대역(50-200Hz)을 얻을 수 있습니다. 덕분에 수신국의 주파수에 바로 인접한 주파수에서 동작하는 간섭국을 억제하는 것이 가능하다. 커패시터 C45를 사용하면 회로 L19C43-C45가 재구성되므로 억제 주파수를 쉽게 변경할 수 있습니다. 억제 필터는 스위치 Bk2를 사용하여 끌 수 있습니다.

이 단계 후에 신호는 6K4 램프(L8 및 L9)를 사용하여 만들어진 두 번째 IF의 2단계 증폭기로 이동합니다. 작동 유형 스위치 P3을 사용하여 6G2(L11) 램프의 왼쪽(다이어그램에 따라) 다이오드에 있는 전화 신호 다이오드 감지기 또는 6N8S(L10) 램프에 있는 CW 및 SSB 신호의 혼합 감지기를 연결할 수 있습니다. IF 증폭기의 두 번째 단계의 출력. 이 램프의 왼쪽 (다이어그램에 따라) 삼극관에 음극 팔로워가 조립되고 오른쪽에 주파수 변환기가 조립됩니다. 후자는 다음과 같이 작동합니다. 수신국의 신호 전압은 음극 팔로워에서 혼합 삼극관의 음극에 공급되고, 세 번째 국부 발진기의 전압은 왼쪽 (회로에 따라) 삼극관에 조립 된 음극 팔로워를 통해 그리드에 공급됩니다. 6N8S 램프(L13) 및 스위치 P3. 결과적으로 부하 저항 R45에서 저주파 전압이 방출됩니다. 초크 Dr3은 커패시터 C88 및 C88과 함께 변환기의 결합 주파수가 수신기의 저주파 경로로 들어가는 경로를 차단하는 필터를 형성합니다.

세 번째 국부 발진기는 용량성 피드백이 있는 회로에 따라 6N8S(L13) 램프의 오른쪽(회로에 따라) 삼극관에 만들어집니다. 6G2 램프(L11)의 오른쪽 다이오드는 AGC 감지기 역할을 합니다. 수신기는 지연 AGC 회로를 사용합니다. AGC 전압은 램프 L8 및 L9의 제어 그리드에 공급됩니다. 필요한 경우 스위치 Vk1을 사용하여 AGC 시스템을 끌 수 있습니다.

AGC 외에도 수신기에는 전위차계 R1(RF 증폭기) 및 R59(두 번째 IF 증폭기)를 사용하여 별도의 수동 이득 제어 기능이 있습니다. 이러한 전위차계에 대한 음의 전압은 정류기의 공통 마이너스 회로에서 공급되며 두 개의 직렬 연결된 실리콘 제너 다이오드 D813(D1D2)에 의해 안정화됩니다.

저주파 증폭기는 단일 종단 회로에 따라 조립되며 6G2(L11) 램프와 6P6S(L12) 램프의 3극관에서 작동합니다. ULF 회로에는 특별한 기능이 없습니다. 출력 트랜스포머 Tr2의 2차 권선은 탭으로 감겨져 있어 고임피던스와 저임피던스 헤드폰을 모두 연결할 수 있습니다. 수신 신호의 강도를 객관적으로 평가하기 위해 S-미터가 수신기에 설치되며 표시기는 감도가 100μA인 M-494 유형 마이크로 전류계입니다. S미터 눈금은 로그에 가깝습니다. 저항 슬라이더 R39의 위치를 변경하면 S미터 장치가 0으로 설정되고 저항 R37은 S미터의 감도를 조정합니다.

수신기 스케일의 교정을 확인하기 위한 석영 교정기는 6Zh8(L5) 램프에 조립됩니다. 발생기 모드는 기본 주파수(1000kHz)의 고조파가 높은 레벨이 되도록 선택됩니다. 교정기는 Kn1 버튼을 사용하여 켜집니다.

수신기의 양극 회로에 전원을 공급하기 위해 5Ts4S (L14) 램프로 만들어진 기존 전파 정류기가 사용됩니다.

건설 및 세부 사항. 수신기 섀시는 2mm 두께의 두랄루민으로 만들어졌습니다. 수신기의 지하실에는 차폐된 구획이 3개 있습니다. 여기에는 프리셀렉터, RF 증폭기, 두 번째 및 세 번째 국부 발진기의 회로가 포함되어 있습니다. 두 번째 국부 발진기의 부품이 위치한 구획에서 조정된 커패시터 C70이 수신기 스케일을 조정하기 위해 슬롯 아래 전면 패널로 나옵니다. 모든 수신기 회로는 알루미늄 스크린으로 둘러싸여 있습니다. 모든 코일에 대한 데이터는 표에 나와 있습니다. 2.

섀시 상단에는 억제 캐스케이드 부품이 위치한 차폐 구획이 있습니다. C45 커패시터의 회전자 축은 작업자의 손 접근으로 인한 억제 캐스케이드의 디튜닝을 제거하기 위해 절연 재료로 증가되어야 합니다. 메인 튜닝 장치 С26С32С71에는 1:5와 1:30의 두 가지 감속 단계가 있는 버니어가 있습니다. 출력 트랜스포머 Tr2의 코어는 Sh-16 플레이트로 조립되며 세트의 두께는 20mm입니다. 이 변압기의 1차 권선에는 1600회 PEV 0.15 전선이 포함되어 있고 2차 권선에는 500회 PEL 0.25 전선이 포함되어 있으며 탭은 73회입니다. 전원 변압기 Tr1 및 필터 초크 Dp4의 데이터가 표에 나와 있습니다. 삼.

수신기를 조립하기 전에 Q-미터를 사용하여 모든 인덕터를 미리 맞추는 것이 좋습니다.

수신기 본체는 1mm 두께의 아연 도금 철로 만들어졌으며 해머 에나멜로 코팅되었습니다.설정: 먼저 정현파 출력 전압을 얻는 데 필요한 세 번째 국부 발진기를 설정합니다. 이를 위해 L13 램프의 오른쪽 (다이어그램에 따라) 3극관의 양극과 음극 사이에 오실로스코프가 연결됩니다. 수신기를 켜고 오실로스코프 화면의 곡선 이미지를 관찰하고 모양이 만족스럽지 않으면 정현파 전압이 얻어질 때까지 그리드 회로의 저항과 오른쪽 3극관 L13의 양극을 선택합니다. 동일한 램프의 왼쪽 3극관 음극에서 제거된 전압은 10V 이상이어야 합니다.

그런 다음 혼합 감지기 설정을 시작합니다. 이를 위해 오실로스코프는 L11 램프의 삼극관 그리드에 연결됩니다. 작업 스위치 P3 유형은 "SSB, CW" 위치에 있어야 합니다. 485kHz의 주파수를 갖는 신호는 GSS-6에서 램프 L10의 오른쪽 (다이어그램에 따라) 3극관 그리드에 공급됩니다. 세 번째 국부 발진기의 주파수는 GSS 주파수와 1kHz 차이가 나도록 설정됩니다. 오실로스코프 화면에서 관찰되는 LF 전압 곡선은 GSS 신호의 전압 레벨이 20dB만큼 변할 때 정현파 모양을 유지해야 합니다. 그렇지 않으면 세 번째 국부 발진기에서 검출기에 공급되는 전압을 변경해야 합니다.

두 번째 IF의 증폭기 스테이지는 485kHz의 주파수로 조정됩니다. 평소대로. 간섭국을 억제하기 위한 캐스케이드는 다음과 같이 설정됩니다. 전위차계 R18을 회전시키면 캐스케이드가 자체 여자됩니다. 이 경우 전화기는 억제 캐스케이드와 세 번째 국부 발진기에 의해 생성된 주파수 비트 사운드를 들을 수 있어야 합니다. 커패시터 C45는 중간 위치에 배치되고 코일 L19의 코어를 회전시켜 제로 비트를 달성합니다. 억제 캐스케이드가 여자되지 않으면 저항 R18의 값을 줄여야 합니다. 이후 저항엔진 R18은 비트가 사라질 때까지 부드럽게 움직인다. 이것이 억제 캐스케이드 설정이 끝나는 곳입니다.

두 번째 국부 발진기는 헤테로다인 파장계를 사용하여 조정됩니다.

조정된 커패시터 C70의 커패시턴스를 변경함으로써 국부 발진기에 의해 생성된 주파수가 2675-3175kHz 범위에 있도록 보장됩니다. 두 번째 로컬 발진기를 조정한 후 회로 C26 C27C28 및 L16 C30 C31 C32를 구성하기 시작합니다. 이렇게 하려면 GSS에서 램프 L2의 제어 그리드에 2190kHz 주파수의 신호를 적용하고 가변 커패시터 C26 C32 C71 블록의 핸들을 "O kHz" 위치로 설정해야 합니다. 수신기 규모. 코일 L15 및 L16의 코어를 회전시킴으로써 최대 출력 신호가 달성됩니다. 설정은 범위 내 여러 지점에서 확인됩니다. 첫 번째 국부 발진기 설정은 석영을 선택하고 모든 범위에서 약 1-2V의 동일한 전압을 얻는 것으로 구성됩니다. 국부 발진기의 양극 회로에서 해당 회로를 조정하면 전압 값이 변경됩니다.

HF 회로는 조정된 커패시터 C1 및 C15, 7MHz - C2 및 C18, 14MHz - C5 및 C16, 21MHz - C4 및 C20, 28MHz - C7 및 C17을 사용하여 3.5MHz 범위로 조정됩니다. 이 경우 사전 선택기 C9 C22의 가변 커패시터 블록 핸들은 해당 범위의 눈금 중간으로 설정됩니다. 교정기는 10m 범위에 설정되며 저항 R20 R24R23을 선택하면 교정기 신호의 최대 가청도가 달성됩니다.

S-미터는 다음과 같이 교정됩니다. GSS로부터 입력된 수신기에 100μV 전압의 신호가 공급되고, 마이크로암페어 눈금으로 표시가 됩니다. 그런 다음 50.25 전압에서 표시한 다음 5μV 이후에 표시합니다.

이로써 단파관 수신기의 설정이 완료되었습니다.

램프 3개 트라이밴드 수신기단파

Sergey Belenetsky (US5MSQ) 루간스크, 우크라이나

많은 동료들처럼 나도 트랜지스터와 초소형 회로가 널리 사용되던 시기에 라디오에 들어왔으며 진공관 설계와는 전혀 관련이 없었습니다. 라디오 튜브에 대한 관심은 몇 년 전 비교적 최근에 일어났습니다. 본질적으로 나에게 전혀 알려지지 않은 튜브 통신 기술의 세계, 흥미롭고 때로는 독특한 디자인 및 회로 솔루션에 뛰어든 나는 홈 컬렉션을 위해 튜브 시대의 인기 군용 수신기 몇 개를 열정적으로 획득했습니다(R-309, R-311). , RPS를 사용하고 R-250M과 M2를 꽤 오랫동안 사용해 보았지만 후자 구매를 거부했습니다. 애초에 다른 목적과 작업을 위해 개발된 이 장치는 매우 뛰어난 역학과 고전적인 회로 설계에도 불구하고 현대 항공의 아마추어 무선 관측에는 적합하지 않습니다. 그 이유는 우선 낮은 DD, 과도한 게인 및 그에 따라 매우 크고 단순히 귀가 먹먹할 정도의 수신기 자체 소음과 인접 채널의 낮은 선택도 때문에 현대 방송에는 완전히 불충분했기 때문입니다.

하지만 라디오 진공관의 마법 같은 매력은 버리지 않고, 오늘날의 관점에서 일부 오래된 대포를 버리고 편안하게 전파를 들을 수 있는 상당히 간단한 수제 진공관 수신기를 만들고 싶었습니다.

"무릎을 꿇고" 좋은 역학을 만드는 것은 적어도 나에게는 문제가 됩니다. 왜냐하면... 솔직히 저는 기계공이 아니기 때문에 회로를 선택할 때 오래된 3관 가정용 수신기의 기존 섀시를 참고했습니다. 수신기는 6F12P 결합 램프(3극관 + 5극관)를 사용합니다. 이 램프는 높은 상호 컨덕턴스, 낮은 고유 노이즈, 전류-전압 특성의 선형성 증가, 동시에 열 측면에서 매우 경제적이라는 고유한 매개변수 조합을 가지고 있습니다. 이 향수 충동의 결과는 아래에 설명되어 있습니다.

수신기는 가장 널리 사용되는 세 가지 아마추어 무선 대역에서 단측파대 및 CW 신호를 수신하도록 설계되었습니다.

주요 기술적 특성:

작동 주파수 범위, MHz................................................................ .......................3,5,7,14

수신 경로의 대역폭(레벨 –6 dB), Hz........300...3300*

감도, µV(신호/잡음 10dB), 그 이상...........................0.5(14MHz)

…………….1.0(7MHz)

………..2.0(3.5MHz)

주파수 디튜닝을 통한 인접 채널 선택성(dB)

+4.9 kHz 및 -1.5 kHz의 반송파.................................. .. ..........................60*

6/60dB 레벨에서 종단 간 주파수 응답의 직각도 계수..................................2.2*

AGC 조정 범위, dB, .............................. ..................................... 38

최대. 8Ω 부하에서 LF 경로의 전력, W, 그 이상.... 0.3

주전원에서 소비되는 전력, W, 더 이상........................................................... 30

* - 석영 필터(CF)의 매개변수에 따라 결정됩니다.

수신기의 개략도는 그림 1에 나와 있습니다. 이는 하나의 주파수 변환 기능을 갖춘 고전적인 수퍼헤테로다인입니다. 첫 번째 램프를 기반으로 별도의 국부 발진기(삼극관 VL1.1)가 있는 주파수 변환기(5극관 VL1.2)가 만들어집니다. 두 번째 램프에는 단일 스테이지 증폭기(5극관 VL2.1)와 혼합 감지기(3극관 VL2.2)가 있습니다. 세 번째 - 단일 스테이지 ULF(5극관 VL3.2) 및 기준 국부 발진기(3극관 VL3.1). 안테나의 신호는 이중 회로 대역 PDF(전환 가능한 대역 커패시터가 있는 코일 L1L2 및 L3L4, 범위 스위치는 40m 위치에 표시됨)의 첫 번째 회로의 결합 코일 L1과 결합 코일 L4에서 공급됩니다. 대역 외 간섭이 제거된 신호는 부하 저항 R4와 믹서 VL1.2의 제어 그리드에 공급됩니다. 반복을 용이하게 하기 위해 3밴드 PDF는 회로 사이의 외부 용량성 결합과 소스 및 부하와의 유도 결합(결합 코일을 통해)을 사용하여 단순화된 회로(코일 2개만)에 따라 만들어집니다. IF(4-9MHz)가 상당히 높은 이러한 구조는 우수한 대역 선택성과 미러 채널 억제뿐만 아니라 원거리 영역의 감쇠 증가도 제공합니다. 이는 특히 강력한 방송 DV, MF가 있는 경우 중요합니다. 또는 해당 지역의 VHF 송신기. PDF는 50(75)Ω의 안테나 저항과 1kΩ의 부하에 최적화되어 있습니다. 전송 계수는 주파수에 비례하여 변경되며, 최소 80m 대역에서는(0.8), 최대 20m 대역에서는(2.0), 이는 저주파 대역에서 증가된 소음 및 방송 간섭 수준을 어느 정도 보상합니다. 스위칭 접점을 순차적으로 연결한 PDF 범위 스위칭 회로를 적용하여 개수를 줄일 수 있으며, 원격(전자) 제어가 필요한 경우 2개의 릴레이만으로 구현이 가능합니다.

믹서는 저잡음 VL1.2 5극관의 단일 그리드 회로(GPA 신호가 음극에 공급됨)에 따라 만들어졌습니다. 캐소드 저항 R7의 값은 동작점이 애노드-그리드 전류-전압 특성(대략 1.7+-0.2V)의 낮은 굴곡으로 이동하도록 선택됩니다. 최대 변환 기울기(약 ¼ Smax)를 얻으려면 GPA 전압의 진폭이 음극 바이어스 전압과 같아야 하며 유효 전압(전압계로 측정하는 것)은 그에 따라 1.41배 더 작아야 합니다. 대략 1.2-+0.15Veff. 첫 번째 변환기의 자체 잡음 수준은 약 0.3μV입니다(이는 믹서 자체의 잡음과 저잡음 3극관에서 생성된 GPA의 대략 동일한 기여의 합임). 이는 감도 0.9μV에 해당합니다. (s/잡음 = 10dB에서). 주어진 값(20m 범위에서도 충분함)인 안테나 입력에서 최소 0.5μV를 얻으려면 PDF 전송 계수가 약 2번 선택되며 더 이상 가치가 없습니다. 그렇지 않으면 눈에 띄게 소음이 손실됩니다. 면역. 예를 들어 PDF 출력 회로를 완전히 포함하면 감도는 약 2배(6dB) 증가하지만 DD2는 약 4(12dB), DD2는 8배(18dB) 손실됩니다. , 이는 현대의 과부하된 저주파 범위에는 매우 바람직하지 않습니다.

VL1.1 3극관의 GPA는 매우 안정적인 L5 코일을 기반으로 한 유도성 3점 회로에 따라 만들어졌습니다. 램프의 높은 트랜스컨덕턴스로 인해 회로에 전체 그리드 연결이 아닌 L5 코일의 탭에 적용할 수 있는 것으로 나타났습니다. 이는 램프의 불안정화 효과를 줄이고 주파수 안정성을 높이는 데 도움이 됩니다. . 주파수 튜닝은 가변 커패시터 C13(KPE)에 의해 수행되며, 커패시턴스 변화 범위는 제한되어 있으며 범위 확장 커패시터(20m 범위 C6, C18, 40m - C1, C17 및 80m - C2)에 의해 설정됩니다. , C3). 커패시터를 늘리기 위해 선택한 스위칭 회로는 눈에 다소 이상하지만(다이어그램에는 배치를 담당하는 범위가 파란색으로 표시됨) 오버런을 줄이고 주파수 안정성을 향상시킬 수 있습니다. 범위를 전환할 때 회로 커패시턴스의 상당 부분이 지속적으로 연결된 상태로 유지됩니다.

변환기의 부하는 유용한 신호의 예비 선택, 갈바닉 절연 및 5극관 변환기의 높은 출력 저항과 석영 필터(CF)의 일치 등 여러 기능을 수행하는 공진 변압기 Tr1С25입니다. CF 출력은 상대적으로 큰 값과 일치합니다. 입력 임피던스공진 변압기 Tr2С28을 통한 VL2.1 증폭기. 덕분에 우리 수신기는 가정용이든 산업용이든 거의 모든 석영 필터를 사용하고 최적으로 매칭할 수 있습니다.

이 점을 자세히 살펴보겠습니다. UHF/UPF의 안정적인 작동(증폭)을 보장하려면 양극 및 그리드 회로의 공진 저항이 특정 값을 초과해서는 안 됩니다. 이는 주로 전류-전압 작동 지점의 상호 컨덕턴스에 대한 처리량 커패시턴스의 비율에 따라 달라집니다. 특정 램프의 특징입니다. UHF/IHF 캐스케이드의 안정성 이론과 설계 방법은 라디오 수신기에 관한 수많은 참고 서적과 교과서에 자세히 설명되어 있으며 원하는 경우 스스로 읽을 수 있지만 미리 만들어진 표를 사용합니다(부록 참조). )는 널리 사용되는 램프 및 작동 주파수에 대한 허용 부하 저항을 보여줍니다.

보시다시피, 5MHz 주파수의 6F12P 5극관의 경우 그리드 및 양극 회로의 저항이 3.7kOhm을 초과해서는 안 됩니다. 우리는 3kOhm의 여유를 두고 선택합니다.

변환기의 경우 일반적으로 그리드 회로와 양극 회로의 공진 주파수가 크게 다르기 때문에 양극 부하 값을 여러 번 선택하거나 한 단계 더 크게 선택할 수 있습니다. 이러한 이유로 우리는 12kOhm을 선택합니다. 프레임 및 코어 품질에 따라 코일의 설계 품질 계수는 60~160 범위에 있을 수 있으므로 회로의 공진 저항은 미리 예측할 수 없으며 크게 다를 수 있습니다(몇 가지 기준) 배) 계산된 것에서. 예를 들어 인덕턴스가 6.4μH이고 IF가 5.047MHz인 경우 공진 저항은 12~32kΩ이 될 수 있습니다. 이는 변환기의 출력 저항이 됩니다(5극관의 출력 저항은 수백 kΩ이며 계산에서는 무시됩니다). 그렇다면 이 저항 값을 예측할 수 없는 경우 CF는 어떤 값으로 조정되어야 합니까? 설계의 우수한 반복성을 보장하기 위해 CF 정합 회로를 계산하고 제조 시 변환기의 출력 저항(실제로는 양극 회로의 공진 저항)을 가능한 한 최소화하도록 선택하고, 코일이 다음과 같은 것으로 판명되면 더 높은 품질 계수를 위해 우리는 회로에 션트 회로 Tr1C25 저항기 R32를 제공할 것이며, 필요한 경우 산란을 제거하고 CF 매칭을 최적화할 수 있습니다. R31과 R33에서는 동일한 기능(그리드 회로 Tr2 및 양극 탭 Tr3의 저항을 계산된 3kOhm으로 가져옴으로써 증폭기의 안정적인 작동을 보장함)이 수행됩니다. Tr1,2,3과 같이 SB-12a에 감긴 동일한 디자인의 IF 변압기를 사용했습니다. 16턴 PEV 0.17-0.25의 윤곽 코일은 3섹션 표준 프레임의 두 섹션에 배치되고 통신 코일은 -8턴 PELSHO, 세 번째 섹션에 감겨 있습니다(이는 모두 고전압 양극 회로로부터 안정적인 절연을 위한 것입니다).

이 회로에서는 수십 옴에서 수 Kohms까지의 특성 저항을 갖는 4~10-12MHz의 주파수에서 집에서 만든 또는 산업용 CF를 사용할 수 있습니다. 이렇게 하려면 IF 회로를 해당 주파수로 다시 계산하고 믹서 Tr1의 양극 회로와 IF Tr2의 그리드 회로에 CF가 포함되는 정도(커플링 코일의 회전 수)를 결정해야 합니다.

UHF/증폭기 캐스케이드의 결정 요인은 안정적인 증폭을 보장하는 조건이라는 점을 다시 한 번 강조하고 싶습니다. 따라서 IF 값에 따라 표에서 증폭기의 양극 및 그리드 회로의 공진 저항을 선택하고, 믹서의 경우 약 10-12kOhm입니다. 이것이 초기 데이터가 됩니다. IF 회로의 특성 임피던스(공진 주파수에서 회로 코일과 커패시터의 유도성 또는 용량성 저항)를 200Ω에 가깝게 선택하는 것이 좋습니다. 이에 대한 회로 커패시턴스와 인덕턴스의 값은 다음과 같습니다. 5.047MHz IF의 다이어그램은 IF 주파수에 반비례하여 변경되어야 합니다. 회로에 CF가 포함된 정도, 즉 루프 코일과 커플 링 코일의 감은 수의 비율은 CF의 특성 저항에 대한 계산된 루프 저항 비율의 제곱근과 같습니다. 매우 간단한 산술입니다. 몇 가지 실제 사례

1. 제 경우에는 특성 저항이 3kOhm인 5.047MHz의 기성 산업용 CF를 사용했습니다. 믹서의 양극 회로 저항을 12kOhm으로 가정하면 커플 링 코일의 권선 수 비율이 ½과 같다고 결정됩니다. 6.4μH 루프 코일은 16회전(SB12a 코어)을 갖습니다. 통신코일은 8회전이 되어야 합니다. 3kΩ의 그리드 회로는 커플링 코일 없이 CF에 직접 연결할 수 있습니다.

2. 회로를 널리 사용되는 PAL 주파수(8865kHz)로 다시 계산하고 AVERS에서 생성된 HF에 중점을 두겠습니다(수제 제품의 저항 순서는 동일합니다). 8-크리스탈 CF의 입출력 임피던스는 약 240Ω입니다. 표에서 우리는 9MHz 인버터의 경우 인버터의 그리드 및 양극 회로 저항이 2.8kOhm을 초과할 수 없음을 확인했습니다. 2.5kOhm의 작은 여유를 두고 믹서의 양극 부하는 10kOhm으로 가정하겠습니다. 회로 커패시턴스와 인덕턴스는 8.865MHz/5.047MHz = 1.75배 감소해야 합니다. 즉, IF = 8865kHz에서 코일의 인덕턴스는 = 3.6μH(SB-12a의 13개 턴)이고 커패시터는 82pF(나머지는 장착된 커패시턴스와 램프의 출력 커패시턴스에 의해 추가됨)입니다. 이제 변압기의 커플링 코일을 계산해 보겠습니다. Tr1의 경우 루트(10kOhm/240Ohm) = 6.5입니다. 통신 코일은 13/6.5 = 2회전이어야 하며 Tr2의 경우 루트(2.5kOhm/240Ohm) = 3.2입니다. 즉, 통신 코일은 13/3.2= 4회전이어야 합니다.

3. 우리는 5.25MHz 주파수, Rf = 490옴, 사용된 것과 유사한 수제 4개 크리스탈 CF를 가지고 있습니다. 이 경우 윤곽 요소의 값은 동일하게 유지되며 첫 번째 IF 변압기에 대한 커플 링 코일의 권선 수 비율은 루트 (12kOhm/490) = 5배와 같습니다. 두 번째 IF 변환기는 루트(3kOhm/490) = 2.5배와 같습니다.

매칭 그리드 회로 변압기 Tr2C28을 통해 CF 출력에서 필터링된 신호는 OK의 표준 회로에 따라 VL2.1 5극관에 만들어진 증폭기의 첫 번째 그리드에 공급됩니다. 모드별 DC음극 저항 R13(음극 자동 바이어스) 양단의 전압 강하로 인해 자동으로 설정되며, 이 값은 11-13mA 정도의 양극 전류를 보장하도록 선택됩니다. Tr3C36 승압 공진 변압기(전압의 2배)를 양극 부하로 사용하여 양극 부하 저항을 3kΩ으로 제한하여 감지기 입력의 신호 전압을 동일하게 2배 증가시킬 수 있었습니다. .

3극관 검출기 VL2.2는 음극에 공급되는 단일 그리드 믹서의 회로에 따라 만들어집니다. 교류 전압참조 생성기. 발생기 신호는 병렬 연결된 커패시터 C37 및 C38을 통해 공급됩니다. 이는 IF 신호뿐만 아니라 LF 신호도 혼합 감지 회로에서 작동하기 때문입니다. 후자의 경우 음극 저항 R19는 OOS를 형성하여 저주파에서 이득을 2-3배 감소시키므로 저주파에서 R19는 충분히 큰 용량의 전해 커패시터로 분류됩니다(인덕터 L6을 통해 권장됨). 투자율 1000-2000으로 직경 7-10mm의 링을 감는 데는 5MHz의 IF의 경우 15-20회전이면 충분하며 500kHz의 경우 2-3배 더 많습니다.

기준 주파수 수정 발진기는 표준 3점 용량성 회로에 따라 VL3.1 삼극관에서 만들어집니다. 석영과 직렬로 연결된 리액턴스 유형(커패시터 또는 인덕턴스)은 필요한 생성 주파수를 달성하기 위해 특정 석영에 대해 선택됩니다. 내 석영 표본(약 5046kHz의 주파수로 날카롭게 함)의 경우 CF의 주파수 응답의 낮은 기울기로 이동하려면 약 80pF의 정전 용량이 필요했습니다.
실제로 튜닝 요소를 켜는 위치와 방법은 중요하지 않습니다. 이는 석영과 직렬로 연결될 수도 있고 석영 또는 용량성 분배기의 커패시터 중 하나와 병렬로 연결될 수도 있습니다. 커패시터가 직렬로 연결되면 석영의 전압은 계수에 비례하여 커집니다. 용량성 분배기를 나누면(보통 3-5배이지만 그 이상일 수 있음, 즉 석영에서는 RF 전압이 5-7Veff에 도달할 수 있음) 모든 석영이 견딜 수 있는 것은 아닙니다(현대 소형 수입 석영은 이 점에서 특히 중요합니다). 안정성이 유지되므로 두 번째 옵션을 선호했습니다.

양극 부하 R22에서 격리된 유용한 신호는 차단 주파수가 약 3kHz인 클린업 2링크 저역 통과 필터 C40R25C41을 통해 VL3.2에서 만들어진 단일 스테이지 ULF의 입력으로 공급됩니다. 표준 변압기 전력 증폭기 회로에 따른 5극관.

출력 변압기로는 일반적으로 계수가 있는 가정용 튜브 수신기 및 TV의 거의 모든 출력 변압기를 사용할 수 있습니다. 약 30~40회 변환, 그리고 임피던스가 최소 8Ω(바람직하게는 16Ω)인 스피커. 임피던스가 높은 스피커를 선호하는 세 가지 중요한 점이 있습니다.
1. 전압 이득 ULF Kus=S*Ktr*Rn, 즉 부하 저항에 정비례하여 증가합니다.

2. 5극관 양극의 왜곡되지 않은 전압 진폭은 약 12-13mA의 전류 진폭에서 약 100V입니다. 최대 ULF DD를 구현할 때 양극 부하의 저항은 최소 8kΩ이어야 합니다.
3. 정격 부하(보통 4-6옴의 저항을 갖는 표준 스피커 사용)에서 가정용 출력 변압기의 주파수 응답의 낮은 컷오프는 약 63-80Hz이며, 부하(스피커) 저항이 2만큼 증가합니다. 공칭의 -4배는 차단 주파수를 160 -300Hz로 증가시키며 이는 연결된 수신기에 적합합니다.

변압기 Tr4의 출력 권선은 볼륨 제어의 저저항(100-500Ω 내에서 허용) 가변 저항과 저항 R27에 병렬로 연결되어 변압기의 부하를 25Ω 이하의 상위 값에서 안정화합니다. 이는 다이어그램에 따라 낮은 엔진 위치 R28에서 변압기의 낮은 차단 주파수를 허용 가능한 수준으로 유지하는 데 필요합니다.

AGC는 다음에 따라 만들어집니다. 가장 간단한 계획다이오드 검출기 VD1, VD2를 기반으로 하며, 공진 변압기 Tr2의 상단 단자를 통해 VL2.1 증폭기의 첫 번째 그리드에 공급되는 음극 제어 전압을 두 배로 늘립니다. 이것이 짧은 특성을 가진 5극관이라는 사실에도 불구하고 조정 깊이는 약 38-40dB(많지는 않지만 귀에 안전합니다!)이며 응답 시작은 약 25μV(S8)입니다. 안테나 입력의 3mV에서 증폭기는 거의 완전히 닫히지만 약 10-15mV의 입력 신호 레벨까지 가시적인 신호 왜곡이 없습니다. 통과 대역 내 신호의 DD는 약 90dB로 나타났습니다. 이는 매우 좋은 결과입니다.

전원 장치. 수신기 공급 전압(양극 및 필라멘트)을 안정화하는 것이 좋습니다. 이를 통해 VFO 주파수의 우수한 안정성을 확보하고 배경 문제를 근본적으로 해결할 수 있지만 이는 또한 전원 공급 장치 전압이 일정 시간 내에 변경될 때 정상적인 작동 및 내구성을 의미하는 안정적인 램프 모드를 보장하는 데에도 중요합니다. 우리의 조건, 특히 V에서는 결코 드문 일이 아닙니다. 겨울철. 최신 구성 요소를 사용하면 효율적이고 신뢰할 수 있으며 동시에 매우 간단한 회로와 양극 및 필라멘트 안정제를 위한 컴팩트한 설계 솔루션을 만들 수 있습니다.

전원 공급 장치 다이어그램은 그림 2에 나와 있습니다. 양극 안정기는 고전압 전계 효과 트랜지스터 VT2, VT3으로 만들어집니다. 조정 트랜지스터는 조정 루프에서 큰 이득을 제공할 뿐만 아니라 상당히 큰 안정화 계수(약 150)를 제공할 뿐만 아니라 조정 전반에 걸쳐 매우 작은 허용 전압 강하를 제공하는 OP가 있는 회로에 따라 연결됩니다. 매우 높은 효율성과 비용 효율성을 결정하는 트랜지스터 (약 0.5V).

저항 R31은 게이트 VT3에 음의 개방 전압을 공급하여 스위치를 켜는 순간 안정기를 작동 모드로 시작합니다. 초기 순간에 제너 다이오드 VD8이 닫히고 부하 회로의 션트 효과가 다이오드 VD7에 의해 차단되어 상당히 높은 저항 R1 (1MΩ) 저항으로 안정기의 안정적인 시동을 보장합니다. 동시에 작동 모드에서 이 저항기를 통과하는 전류가 개방형 제너 다이오드 VD8의 낮은 차동 저항으로 효과적으로 닫히기 때문에 안정기의 매개변수가 실제로 저하되지 않습니다.

트랜지스터는 게이트 전압(VT2 - VD9R38의 경우, VT3 - VD10R33의 경우) 및 전류(R35와 함께 VD9R38VT2 회로가 고전적인 전류 안정기를 형성함) 측면에서 과부하로부터 보호됩니다. 다이어그램에 표시된 요소를 사용하면 전류 제한이 설정됩니다. 약 200mA - Ik.z[A].=4.5V/R35[ohm]으로 결정되며 필요에 맞게 쉽게 변경할 수 있습니다. 예를 들어 47ohm에서 전류 제한은 약 100mA입니다. 안정기는 매우 높은 신뢰성을 가지고 있으며 동시에 과전류 및 단락으로부터 보호됩니다. 네트워크 변압기를 갖춘 정류기. 안정기의 최대 출력 전류는 허용 전력 손실 VT2에 의해서만 결정되며 신뢰성을 유지하려면 평균 손실 전력이 최대 허용 전력의 절반(바람직하게는 1/3)을 초과하지 않도록 선택해야 합니다. 예를 들어 IRF710 Pmax = 36W의 경우 회로에서 정류기 전압은 약 +175V이고 출력 +140V에서 트랜지스터 양단의 전압 강하는 35V입니다. 최대 출력 전류는 0.5A 이하로 설정할 수 있습니다. 더 필요한 경우 다른 트랜지스터를 설치하므로 IRF740(125W)을 사용하면 전류를 1.5A까지 늘릴 수 있습니다(정류기가 이러한 전류를 전달할 수 있다고 가정).

출력 전압은 제너 다이오드 VD8, VD11의 전압 합, 더 정확하게는 Ustab = Uvd8 + Uvd11 – 1...2 V(개방 전압 BSP254a)에 의해 결정됩니다. +140V를 얻으려면 필요한 양의 전압을 제공하는 모든 제너 다이오드 세트를 사용할 수 있습니다. 그 중 여러 개가 있는 경우 거의 동일한 안정화 값(70V + -30V)을 제공하는 그룹으로 나누어야 합니다. 안정화 전압 값이 낮은 그룹은 VD8로 사용하고, 값이 높은 그룹은 VD11로 사용해야 합니다.
전류 설정 저항의 값은 제너 다이오드를 통과하는 전류 흐름이 최소 안정화 전류보다 1-2mA 더 높도록 하기 위해 전력 손실을 줄이기 위해 선택됩니다. 이때 R32=Uvd11/(IminVD8+1. .2mA), R39=Uvd8/(IminVD11+1. .2mA)입니다.
여기서는 널리 사용되는 D816, D817 시리즈의 제너 다이오드(예: 140V D817G+D816G)를 사용할 수 있지만 전원 공급 장치 요소의 주요 부분을 인쇄 회로 기판에 배치하려는 경우 소형을 구입해야 합니다. KS 시리즈의 제너 다이오드(또는 유사한 수입품) - D816, D817 시리즈보다 인쇄 회로 설치에 더 편리합니다. 140V의 경우 다이어그램에 표시된 것 외에 하나 더 좋은 선택 KS568 + KS582이지만 다른 여러 유사한 KS539,547,551,591,596의 체인일 수도 있으며 총 140V가 필요합니다(예: KS568v(VD8) 및 KS568v + 소형 제너 다이오드 유형 D814D, KS515a(VD11)).

이러한 제너 다이오드를 선택하면 안정기를 +12에서 +200 이상 범위의 거의 모든 전압으로 조정할 수 있습니다. (이 안정기에 적용할 수 있는 정류기의 최대 전압은 VT3 트랜지스터에 허용되는 전압에 따라 결정됩니다. 높은 신뢰성을 유지하면서 다이어그램에 표시된 BSP254의 경우 + 250V를 초과해서는 안 됩니다. 제어 트랜지스터의 최소 전압 강하는 0.5V + 리플 전압의 진폭입니다. 이는 일반적으로 수 볼트입니다. 즉, 안정적인 주 전압의 경우 출력 전압의 상한은 + 240V에 도달할 수 있습니다. 애노드 안정기에서 고전압 전계 효과 트랜지스터를 p-채널 BSP254로 교체하기 위한 거의 동등한 옵션은 바이폴라 BF421, BF423(저렴함 - 각각 8센트)입니다.

모든 IRF7xx, IRF8xx를 VT2로 사용할 수 있습니다. 더 낮은 정류기 전압(200V 이하) IRF6хх. 조절 트랜지스터 VT2의 드레인은 공통 배선으로 연결되어 있어 별도의 절연 라디에이터가 필요하지 않으며 금속 섀시를 라디에이터로 사용할 수 있습니다.

PSU 인쇄 회로 기판

+6.3V 필라멘트 전압 안정기는 동일한 구조를 사용하여 전계 효과 트랜지스터 VT1,VT4에서도 만들어집니다. 그러나 회로는 게이트에 위험한 전압이 없으며 해당 보호 요소가 필요하지 않고 p-n 전이 및 비 전계 효과 트랜지스터를 사용하기 때문에 이전 회로보다 훨씬 간단한 것으로 나타났습니다. - 제어 장치로서 초기 전류가 0이므로 트리거 회로가 필요하지 않습니다. 탁월한 회로 단순성에도 불구하고 이 안정 장치는 상당히 괜찮은 매개변수를 가지고 있습니다. 안정화 계수 - 약 150, 온도 및 시간 안정성 - 0.1%보다 나쁘지 않습니다. 더 이상 허용하지 않습니다. 전압은 거의 변하지 않습니다. V7-16의 마지막(네 번째) 숫자인 +-3~5mV 내에서만 주기적으로 깜박입니다. 매우 낮은 출력 저항(0.05ohm 이하) IRF510의 경우 IRF540의 경우 훨씬 적습니다.) 그러나 가장 중요한 것은 이 안정기의 최대 출력 전류가 전원 전력과 제어 트랜지스터의 성능에 의해서만 제한된다는 것입니다. 예를 들어, IRF540(또는 IRFZ44, IRFZ48 등과 같은 유사한 것)을 설치하면 안정화된 필라멘트로 전설적인 UW3DI-1에 쉽게 전원을 공급할 수 있습니다. 동시에 조절 트랜지스터에는 별도의 라디에이터가 필요하지 않습니다(물론 케이스나 섀시는 금속입니다). IRF540을 설치했습니다. 이러한 트랜지스터를 사용하면 전류 보호가 부족함에도 불구하고 필라멘트 안정 장치는 일반적으로 파괴되지 않습니다. 이것은 실수로 실제로 테스트되었습니다 (안녕하세요!). 테스트 중에 실수로 공통 와이어와 +6.3V 사이에 땜납 한 방울을 놓았습니다. 완전한 단락. 무슨 일이 일어났는지 그리고 왜 양극 전압이 갑자기 낮아졌는지(약 +30V) 깨닫기 전까지는 모든 것이 잠시 동안 이렇게 작동했습니다. 모든 것이 살아 있고 트랜지스터는 거의 따뜻하지 않으며 변압기 만 약간 따뜻해졌습니다.

출력 전압은 전압 Uout=Uvd12+Uvd13+Uvt1(컷오프 전압 VT1)의 합에 의해 결정됩니다. 설정은 필요한 출력 전압을 설정하는 것으로 구성됩니다. 필요한 전압에 맞는 제너 다이오드를 대략 선택합니다(아마도 여러 개 중에서 - 그래서 저는 5.1V 제너 다이오드가 없었고 다이오드를 KS147A와 직렬로 직접 연결했습니다). 저항 R4를 정확하게(10분의 1볼트 이내) 트리밍합니다. VT1에서는 가져온 문자(J(SST)177)에서 2.5V 이하의 차단 전압과 모든 문자로 KP103을 사용할 수 있습니다. 안정화 모드에서 조정 트랜지스터 VT4의 최소 전압 강하는 약 0.5V(1.5A, IRF510)이지만 주목할만한 점은 입력 전압이 더 감소해도 안정기가 꺼지지 않고 계속 작동한다는 것입니다. 출력 전압 만 입력보다 약간 낮습니다 (필드 전압 포화 전압에서 약 0.1-0.2V). 즉, 공칭 전압보다 낮은 입력 전압에서도 램프가 정상적으로 작동합니다. 또한 입력 전압이 +6.8V로 상승하면 안정 장치가 자동으로 작동을 시작합니다. 손실을 줄이려면 작동 전류보다 3~5배 더 큰 최대 전류(예: 1N5820-22. SR5100 등)를 위해 설계된 쇼트키 다이오드를 VD3, VD4로 사용하는 것이 좋습니다. 이렇게 하면 전압 손실이 줄어듭니다. 정류기 다이오드. 왜냐하면 표준 백열 권선을 사용하는 정류기의 전압 예비는 작으므로 여기에서 10분의 1볼트에서도 경쟁하는 것이 합리적입니다. 이렇게 하면 더 낮은 주전원 전압에서 안정 장치의 정상적인 작동이 보장됩니다. 이는 결코 드문 일이 아닙니다. 겨울.
+14V 정류기는 보조 회로(릴레이, 디지털 스케일 등에 대한 전원 공급 장치)에 전원을 공급하기 위해 다이오드 VD5, VD6 및 커패시터 C52를 사용하여 조립됩니다.

건설 및 세부 사항. 포럼에 사진이 게시 된 저자 버전의 수신기는 오래된 3 램프 가정용 수신기의 섀시에 장착되고 전원 공급 장치의 대부분의 부품은 80x80mm 크기의 인쇄 회로 기판에 배치됩니다. 그 그림은 부품 측면에서 그림 3에 표시되고 그림 4에서는 인쇄 도체 측면에서 표시됩니다. RF/IF 경로의 이득이 낮기 때문에 수신기는 자체 여기되는 경향이 없으며 스테이지를 일렬로 배열하고 지나치게 긴 RF 연결을 피하는 것으로 충분합니다. 따라서 설계에 있어 큰 자유도가 가능하며 수신기를 복제한 여러 동료가 이 문제에 대해 창의적인 접근 방식을 취했습니다. Nikolai Shcherbak(독일 Lörrach)가 만든 수신기는 아름답고 매우 세련되어 보이며 그 사진이 그림 5에 나와 있습니다.

PDF에는 SCR 유형의 카르보닐 튜닝 코어가 있는 직경 7.5-8.5mm의 3(4)세대 컬러 TV의 광범위한 IF 회로(컬러 블록) 프레임이 사용됩니다. L2, L3은 차례대로 감겨 있으며 PEV 0.17-0.25의 18회전을 포함합니다. 루프 코일의 상단은 접지되어 있고 통신 코일은 대량으로 감겨 있습니다. L1에는 3회 감겨 있고 L4 - 0.17-0.25의 동일한 직경을 가진 모든 유형의 와이어 9회 감겨 있습니다. 이러한 요소가 없는 경우 HF 코일 또는 10.7MHz IF 회로의 모든 프레임은 물론 2.3μH 정도의 인덕턴스를 얻기 위해 권선 수를 조정해야 합니다. GPA는 인덕턴스가 약 1.6μH인 R-123 군용 라디오 방송국의 기성품 L1-18 코일을 사용합니다. 직경 18mm의 세라믹 프레임에 12개의 회전이 포함되어 있으며 직경 39mm의 황동 스크린으로 둘러싸여 있습니다. 굴곡은 3회전과 9회전으로 이루어집니다. 실제로 인덕턴스 값은 중요하지 않으며 1~3μH 범위에 있을 수 있습니다. 좋은 주파수 안정성을 얻으려면 코일의 품질이 더 중요하므로 가능하면 군수 산업과 유사한 것을 세라믹에 사용하는 것이 바람직합니다. 그리고 기존 KPI에 대한 신축 커패시터의 특정 값과 코일의 특정 인덕턴스는 간단한 플레이트 Kontur3S를 사용하여 계산할 수 있습니다.
잡음 억제 필터 C48, L7, C49(컴퓨터 전원 공급 장치). 간섭 억제 필터를 독립적으로 제조하면 커패시터 C48, C49는 금속 종이, 필름, 금속 필름이 될 수 있습니다 (국내 제품, 예를 들어 K40-xx, K7x-xx 시리즈, 수입 MKT, MKP 등). 최소 400V의 작동 전압에 대해 10-22nF의 용량을 갖습니다. 코일은 절연성이 좋은 이중선(얇은 MGTF, 전화 또는 "컴퓨터" 연선 등)을 사용하여 투자율이 2000 미만인 직경 16-20mm의 페라이트 링으로 만들어집니다. - 20-30회전 .

TAN1 대신에 다음에 따라 필요한 전압을 제공하는 통합 변압기 또는 다른 변압기를 사용할 수 있습니다. 교류(최소 80mA 전류에서 125-150V, 최소 0.8A 전류에서 2x6.3). Br1 다이오드 브리지는 100mA 이상의 전류에서 최소 300V의 역전압을 허용하는 브리지(예: 국내 KD402-405, 수입 2W10 등)일 수 있으며 보드는 별도의 다이오드를 설치할 수 있는 가능성을 제공합니다. 브리지 대신 유형 1 N 4007 등

MLT, MT 시리즈 또는 이와 유사한 수입 제품의 소형 고정 저항기로 다이어그램에 표시된 것보다 적은 전력 소비를 위해 설계되었습니다. 고전압 차단 커패시터 - 운모 KSO 또는 SGM, 500kHz IF의 경우 최신 필름, K7x-xx 시리즈의 금속 필름 또는 이와 유사한 수입 MKT, MKR 등을 안전하게 사용할 수 있지만 어떻게 작동할지 모르겠습니다. 5-9MHz의 주파수에서 시도해야 합니다. 비록 고전압 HF 회로를 차단하는 데 정확히 사용된 몇 가지 설계가 있었지만. 세라믹 루프 커패시터는 열적으로 안정적이어야 합니다(낮은 온도 정전 용량 계수(TKE) - 그룹 PZZ, M47 또는 M75) KD, KT, KM, KLG, KLS, K10-7 또는 유사한 수입품(검은 점이 있는 주황색 디스크 또는 TKE가 0인 다층 - MP0). 다이어그램에 표시된 것 이상의 작동 전압을 위해 모든 유형의 수입 소형 전해 커패시터. 튜닝 커패시터 C13 - 최대 용량이 240pF 이상인 공기 유전체를 사용하는 것이 좋습니다. 최소한 1:3 ~ 1:10의 감속도를 갖는 가장 간단한 버니어를 장착하는 것이 유용합니다.

기타 요구 사항은 설명에 나와 있습니다.

수신기 PCB

설정 수신기는 전원 공급 장치로 시작합니다. 올바른 설치를 확인한 후 무부하로 첫 번째 포함을 수행합니다. 유휴 상태의 출력 전압이 필요한 출력 전압과 크게 다른 경우 위에 표시된 대로 제너 다이오드 전압이 더 정확하게 선택됩니다. 안정 장치의 부하 용량을 확인하십시오. 최소 2W의 전력 손실을 갖는 1.5kOhm 저항을 +140V 회로에 간단히 연결하여 출력 전압이 2-3V 이하로 감소했는지 확인합니다. 필라멘트 안정기의 출력에 최소 5W의 전력을 갖는 5.1ohm 권선 저항을 연결하고 트리머 R34를 사용하여 출력 전압을 6.25-6.3V로 설정합니다.

그런 다음 수신기를 여기에 연결하고 다이어그램에 표시된 값을 준수하는지 직류 및 교류의 램프 모드를 확인합니다. 여기를 참고해주세요 중요한 점. 오늘날에는 새로운 6F12P 램프를 찾는 것이 쉽지 않습니다. 이는 수십 년 동안 사용된 700 시리즈의 컬러 TV에 널리 사용되었으며, 벼룩시장에서 6F12P를 풍부하게 구입할 수 있지만 일반적으로 음극 방출 손실이 매우 큽니다. 6F12P 조절 램프를 VL3 소켓에 설치하고 VL3.2 5극 음극 저항기의 DC 전압 강하를 제어하여 조립된 수신기에서 직접 선택하는 것이 편리합니다(이 접점을 별도의 커넥터로 가져오기도 했습니다) -사진에섀시가 보입니다. 파란색 선은 이 시점에서 교류 전압이 없으므로 간섭 위험이 없습니다. 전압이 0.75V 이상인 경우 램프는 조절된 것으로 간주될 수 있습니다.

수신기 믹서는 그리드 전류 없이 작동합니다. 두 믹서의 음극에서 직접 전압의 크기는 국부 발진기가 분리된 커플 링 커패시터를 사용하여 측정되고 필요한 경우 음극 저항에 의해 선택되며 가변 전압은 최적입니다 - 1Veff (GPA에서 선택하여 선택) 코일 탭 또는 지지대의 커패시턴스 비율 및 필요한 경우 이것이 가능하지 않은 경우(예: 코일이 스크린으로 밀봉된 설계) 작은 한계 내에서 양극 저항기를 선택하여 조정할 수 있지만 0.6 -1.2 Veff는 꽤 괜찮습니다.

내 수신기의 믹서 모드는 다음과 같습니다. 음극 VL1.2 +1.6V에서 일정하고 이 시점의 GPA 전압은 40m(1.05Eff), 20m(0.72Veff) 및 80m(0.65Eff)입니다.
음극 VL2.2 +1.0V, 기준 전압 0.8Veff에서 일정합니다(물론 너무 높으면 감지기는 작은 그리드 전류로 작동합니다(오실로그램은 사인의 아래쪽 부분에서 약간의 평탄화를 나타냄). 이 경우중요하지 않음).
DC 전압은 국부 발진기를 끈 상태에서 디지털 멀티미터로 측정하였고, 교류 전압은 VK7-9 램프 전압계로 측정하였다. 산업용 전압계가 없는 경우 간단한 게르마늄 다이오드 감지기를 사용하여 교류 전압을 모니터링할 수 있습니다. 추가 설정은 매우 전통적이며 아마추어 무선 문헌에 잘 설명되어 있습니다. 따라서 주요 단계를 간략하게 설명하겠습니다.

ULF가 제대로 작동할 때 VL3.2의 그리드(핀 6)를 손으로 만지면 스피커에서 크고 으르렁거리는 소리가 나야 합니다. VL2.2의 그리드(핀 1)를 손으로 만지면 소음이 크게 증가하고 종종 가장 강력한 지역 방송국(AM, FM)이 크게 수신됩니다. 이는 기준 발진기와 혼합 감지기가 작동하고 있음을 의미합니다. . VL1.2의 그리드(핀 6)를 손으로 터치하여 첫 번째 믹서와 GPA가 작동하는지 확인합니다. 이로 인해 무선 신호가 있다는 명확한 징후와 함께 소음 수준이 급격히 증가해야 합니다.

로컬 발진기의 주파수 측정 오류를 방지하려면 KP307 트랜지스터의 보조 버퍼 증폭기(그림 6)를 사용하여 주파수 측정기를 로컬 발진기에 연결하는 것이 좋습니다(KP303, KP307, BF245 시리즈 중 하나로 교체 가능, 등), 로컬 발진기 근처, 섀시의 같은 위치에 있습니다. 버퍼 증폭기의 입력을 VL3.1의 음극(핀 2)에 연결하여 기준 국부 발진기의 주파수를 CF 통과 대역의 하한보다 300Hz 아래로 설정했습니다. 트리머 C30의 커패시턴스 변경 제한이 충분하지 않은 경우 커패시턴스 C33, C34를 더 정확하게 선택하고 가능하면 작은 인덕턴스를 석영과 직렬로 연결해야 합니다.

그런 다음 버퍼 증폭기의 입력을 VL1.1의 음극(핀 2)으로 전환하여 GPA의 튜닝 범위 설정을 진행합니다. 먼저 Kontur 3C 프로그램을 사용하여 각 범위에 대한 스트레칭 커패시터의 계산된(대략) 값을 결정합니다. 이를 위해 GPA 회로 코일의 인덕턴스 값, 한계값을 테이블에 입력해야 합니다. KPI의 커패시턴스와 범위의 주파수 제한을 변경합니다.

80m 및 40m 대역에서는 VFO 주파수가 IF 주파수만큼 신호 주파수보다 높고 20m 대역에서는 더 낮습니다. 따라서 IF가 5047kHz인 작성자 버전의 경우 해당 범위의 GPA 튜닝 주파수(가장자리에 작은 마진 있음)는 8530-8867kHz(80m), 12030-12260kHz(40m) 및 8940-9320입니다. kHz. 이 값을 테이블에 대입하면 다음을 얻습니다. 계산된 값신축 커패시터의 커패시턴스. C17, C18 값은 계산된 값과 동일하고 C3, C6은 회로에 영구적으로 포함된 커패시터 C17의 커패시턴스 값만큼 계산된 값보다 작아야 하므로 C1, C2는 다음과 같아야 합니다. 회로에 영구적으로 포함된 커패시터 C18의 커패시턴스에 의해 계산된 것보다 작습니다. GPA에 계산된 값의 커패시터를 설치한 후 GPA 튜닝 범위를 확인하고 필요한 경우 인장 커패시터의 커패시턴스를 보다 정확하게 선택합니다. 범위를 처음 배치한 후 GPA 주파수의 안정성을 확인하고 조정합니다. 이것은 설정에서 가장 어렵고 책임있는 부분입니다. 수신기 주파수의 안정성은 구현의 철저함에 따라 달라집니다. 40m 대역부터 시작해야 합니다(이 대역의 VFO 회로 용량은 나머지 대역에 그대로 유지됩니다). 수신기를 켠 후 5~10분을 기다린 후 GPA 부품을 고르게 가열하기 시작하여 10~30분 안에 실온에서 -50~60°C까지 온도를 높여야 합니다. 이 작업은 의료용 반사경을 사용하여 GPA에서 멀리 떨어진 섀시 부분을 가열하여 편리하게 수행됩니다. 예열 후 GPA 출력의 주파수는 발전기 회로 부품의 열 보상 부족으로 인해 단위 또는 수십 킬로헤르츠 단위로 변경될 수 있습니다. 워밍업 후 주파수가 증가하면 노드 7의 커패시터의 온도 계수가 음수로 절대값이 너무 크며, 감소하면 이 계수가 양수 또는 음수이지만 절대값이 작습니다. 어셈블리를 완전히 식힌 후 C17을 구성하는 커패시터를 교체하고 온도 계수를 원하는 방향으로 변경하고 총 커패시턴스를 유지합니다(범위 시작 설정을 확인하는 것을 잊지 마십시오). 이러한 작업을 반복함으로써 해당 부품의 온도를 30~40°C까지 1kHz 이하로 올린 후 GPA의 주파수 이동을 달성해야 합니다. 이 경우 수신기 주파수는 그 과정에서 드리프트됩니다. 정상 작동 10~15분 동안 100Hz를 초과하지 않으며 이는 만족스러운 것으로 간주될 수 있습니다. 40미터 대역에서 VFO 주파수의 안정성을 달성할 수 있었다면 나머지 범위에 대한 열 보상은 확실히 달성 가능하지만 커패시터의 온도 계수를 선택하는 모든 작업은 아마도 각 대역에서 반복되어야 할 것입니다. 그들을. 저자 버전에서는 C17에 단 하나의 온도 보상 커패시터만 설치하여 KSO 스트레칭 커패시터로 모든 범위에서 우수한 주파수 안정성을 달성했습니다. 두 개의 커패시터 KTK-1 6.8pF M700 + KSO 82pF로 구성됩니다.

IF 경로를 설정합니다. 통신코일의 상부단자를 Feeding하여엘 CF 통과 대역의 중간과 동일한 주파수를 갖는 4개의 GSS 신호, 변압기 조정 TR 1 - TR 3은 ULF 출력의 최대 신호에서 공명됩니다. AGC가 측정 정확도에 영향을 미치지 않도록 ULF 출력의 전압이 0.3-0.4 Veff를 초과하지 않도록 GSS 신호 레벨을 유지해야 합니다.

이제 PDF 설정으로 넘어 갑시다. 코일의 인덕턴스가 다이어그램에 표시된 것과 일치하는 경우(스크린이 설치되고 코어가 중간 위치에 있는 경우) 정전용량에 큰 차이가 없어야 합니다. 코일을 납땜할 필요 없이 수신기에 직접 간단한 부착 장치를 사용하여 인덕턴스를 확인할 수 있습니다. 두 번째 중요한 점은 코일이 잘 차폐되어 있어야 한다는 것입니다. 유도 결합그들 사이에.
50Ω 신호 소스(GKCh, GSS)를 입력에 연결하고 게르마늄 다이오드의 다이오드 프로브(검출기)를 L4 커플링 코일에 연결하여 회로에서 직접(자연적으로 전원이 차단됨) PDF를 구성할 수 있습니다. 80m 범위에서 시작해야 하며, 코일 트리머를 사용하여 필요한 주파수 응답을 달성하고 더 이상 코일을 건드리지 않습니다. 20m 및 40m 범위에서 조정하려면 각각 트리머 C12C16 및 C7C14를 사용합니다. 그러나 주어진 단순화된 방법을 사용하여 DFT 윤곽을 조정하는 것은 상당히 허용됩니다. 충분히 큰 안테나를 사용하면 위의 방법을 사용하여 PDF를 조정하는 것이 전파의 노이즈(신호)에 의해 직접 수행될 수 있습니다. 80m 및 40m 대역에서 더 나은 전송과 그에 따른 더 강한 신호는 어두울 것이라는 점을 기억하세요. 20m - 빛 속에서.

수신기의 정상적인 작동(특히 80m 범위)을 위해서는 최소 10-15m 길이의 외부 안테나를 연결하는 것이 좋습니다. 배터리로 수신기에 전원을 공급할 때 동일한 길이의 접지선이나 균형추 선을 연결하는 것이 유용합니다.

패널 철근 콘크리트 건물의 급수, 난방 또는 발코니 난간용 금속 파이프를 접지로 사용하면 좋은 결과를 얻을 수 있습니다.

문학

1. 새로운 광대역 램프. - 라디오, 1969, No. 2, pp. 30-34

2.V.Sidorenko. 입력 회로통신수신기. - 라디오, 1973, No. 4, pp. 24-26

3.V.Polyakov. HF 수신기의 실제 선택성에 대해. - 라디오, 1981, No.3, p.18, No.4, p..21
4. Belenetsky S. 듀얼 밴드 HF 수신기 "Baby". - 라디오, 2008, 4호, 51페이지, 5호, 72페이지.

5. 포럼 자료 "6F12P의 3관 트라이밴드 수신기" http://www.cqham.ru/forum/showthread.php?t=16373

6. 스테파노프 B. HF 헤드 디지털 측정기. – 라디오, 2006, No. 8, pp. 58,59.

7. Belenetsky S. 이중 게이트 전계 효과 트랜지스터를 기반으로 한 아마추어 수신기. –라디오, 2012, No. 2, pp. 60-63

8. Belenetsky S. 무선 아마추어의 인덕턴스 측정을 위한 첨부 파일입니다. - 라디오, 2005, 5호, 26페이지

1 2 램프 모드

CLC 변조 기능을 갖춘 AM 송신기

28MHz의 단일 튜브 트랜시버

트랜시버는 매우 간단하며 최소한의 부품을 포함합니다. 수신과 송신은 동일한 주파수에서 수행됩니다. 주어진 주파수로의 튜닝은 가변 커패시터 C1에 의해 수행됩니다. 스위치 "RX-TX" S1 - 이중 토글 스위치.

S1.1은 전화기 T를 켜고 S1.2는 마이크를 단락시킵니다. 수신 위치에서 램프는 초재생 감지기로 작동합니다. C3과 R3은 RF 발생기의 정상적인 작동에 필요한 피드백을 조정하는 역할을 합니다.

안테나와의 연결은 안테나를 켤 때 초회생이 중단되지 않도록 코일 L1과 L2 사이의 거리를 변경하여 선택됩니다. 트랜시버는 3극관에 포함된 모든 3극관 또는 5극관을 사용할 수 있습니다.

코일, 초크 및 변압기의 데이터.

L1 - Ø 18mm 프레임에 PEL-0.8 와이어 10-20회전.
L2 - 동일한 프레임에 동일한 와이어를 7개 감습니다.
Dr1-Dr2 - 저항이 최소 100K인 VS-1 저항기의 PEL-0.12 와이어 80-100회전
Dr3 및 Tr1 - 클래스 3-2의 튜브 방송 수신기에서

UW3DI-1 수신기에서

수신기 회로

"허디 장기"

전설에 따르면 "라디오 훌리건" 운동은 60년대 초 흐루시초프 해빙기에 시작되어 1965~75년에 정점에 달했습니다. 방송 및 실험을 위해 중파 범위가 선택되었습니다.

점유 주파수

1600-3000; 3900 - 3950; 5750 - 5840; 6195 - 6400; 6900 - 6985; 7400 - 7500; 9200 - 9300kHz - 10460kHz....

ULF가 있는 기관 기관

장기 기관 변형

안정적인 자동 발전기

 옵션 1

생성에 어려움이 있는 경우 R 음극과 섀시 사이의 초크를 켜면 도움이 됩니다. 6N15P Rk - 5.1 com의 경우, 6N16B - 6.2 com의 경우. 양극 L2의 10k 저항을 51k 저항으로 교체하고 양극의 U를 150V로 증가시키면 양극 L1의 전류 소비는 1mA로 증가하고 총 음극 전류는 1.5mA에 도달합니다.

옵션 2

회로 프레임은 고주파 재료입니다. L1과 L2는 같은 방향으로 감겨 있고 L2는 L1의 연속과 같으며 권선은 하나의 와이어 직경 거리에서 L1의 "콜드"끝 측면에 위치합니다. 거의 바로 옆에 있어요. 직경이 2...2.5mm이고 가급적이면 은도금된 28MHz 버전의 와이어를 사용하는 것이 좋습니다. 권선 사이의 간격은 와이어 직경과 동일하지만(28 및 21MHz에서) 두 코일 모두 동일해야 합니다. 회전 수(28MHz의 경우)는 L1-6이고 프레임 직경이 22mm인 경우 L2-2.5입니다. 어떠한 경우에도 피드백 코일 L2는 코일 L1에서 1/3 이하의 회전을 포함해야 합니다.

Rubin-M 트랜시버

"여우 사냥" 대회용 제어 수신기

수신기에는 3.5~3.65MHz와 28~29.7MHz의 두 가지 범위가 있습니다. 수신기의 감도는 2-3μV보다 나쁘지 않습니다. 변조-AM

 "라디오 아마추어를 돕기 위해" 16페이지 10페이지

직접 변환 튜브 트랜시버

I.Grigorov UZ3ZK

영국 QRP 클럽 SPRAT No. 67의 잡지에 직접 변환 튜브 수신기 다이어그램이 게재되었습니다. 조립하고 완벽하게 작동하는지 확인한 후 이 수신기를 트랜시버로 전환했습니다. 설정이 너무 쉽기 때문에 초보 라디오 아마추어라도 일반적으로 항상 가까이에 있는 "쓰레기"에서 조립할 수 있습니다.

트랜시버 작동

고주파 증폭기는 램프 L1에 조립됩니다. 이로부터 회로 L4 L5 C9를 통해 신호가 램프 L4에서 생성된 믹서에 공급됩니다. 이 믹서에서 C18 R11 C19 필터를 통한 저주파 신호는 L7에서 생성된 ULF로 이동합니다. HF 및 LF 게인은 전위차계 R5 및 R16을 사용하여 조정할 수 있습니다.

국부 발진기는 램프 L2의 유도성 3점 회로를 사용하여 조립됩니다. 회로 L3 C3 C2는 작동 주파수의 절반 낮은 주파수로 조정되고 두 번째 고조파는 회로 L6 C7에 할당됩니다.

L5 램프의 드라이버는 L6 램프의 출력단을 10W로 구동하는 데 필요한 값으로 국부 발진기 신호를 증폭합니다.
트랜시버는 반이중 방식으로 작동합니다. 전송 모드로 전환하려면 키를 누르기만 하면 됩니다. 이 경우 램프 L5 및 L6의 음극은 리드 스위치 G1을 통해 직류에 의해 접지되며, 이 리드 스위치는 수신기 안테나도 접지합니다.

트랜시버 설정

서비스 가능한 부품으로 올바르게 조립된 트랜시버는 조정이 필요하지 않습니다. GIR이나 다른 방법을 사용하여 회로 주파수를 설정하기만 하면 됩니다. UHF가 여기되면 저항 R4가 선택됩니다. ULF 게인이 부족한 경우 R19를 병렬로 연결하십시오. 전해 콘덴서용량은 5~10 마이크로패럿입니다. 여러 범위에서 작업할 경우 한 범위에서 다른 범위로 이동할 때 감도에 눈에 띄는 차이가 없도록 커패시터 C*가 선택됩니다.
이 트랜시버는 RX/TX 전용 주파수 오프셋 회로를 사용하지 않습니다. 이 변화는 L5 램프를 켜고 끄는 용량의 차이로 인해 자동으로 발생합니다. 내 버전에서 RX/TX 오프셋은 160미터와 80미터에서 200~300Hz였고 28MHz에서는 거의 1000Hz 이상이었습니다.

트랜시버 부품

램프 L1로는 6Zh2P, 6Zh38P, 6Zh9P, 6Zh8을 사용할 수 있습니다. 최고의 램프로컬 발진기의 경우 - 6Zh2P. 그러나 6Zh1P, 6Zh38, 6Zh9P, 6Zh7, 6Zh8도 더 나쁜 결과로 작동합니다. L3 대신 100-150V 전압에 대해 다른 램프 또는 반도체 제너 다이오드를 사용할 수 있습니다. L4 믹서에 가장 적합한 램프는 6N2P이지만 6N1P, 6N14P, 6N15P를 사용할 수도 있습니다. 6P9를 L6 램프로 사용할 수 있습니다. 또한 릴레이를 사용하여 RX/TX 모드에서 안테나를 전환하면 안티다이나트론 그리드 없이 강력한 사극극을 사용할 수도 있습니다. 6N1P는 저주파 증폭기(L7)에서 잘 작동합니다.

1 - 코일은 저항이 100kOhm 이상인 MLT-2 저항기로 만들어지며 전체 길이를 따라 감겨 있습니다.
2 - 코일은 저항이 100kOhm 이상인 VS-2 저항기로 만들어집니다.
* - 상단 - 회전 수, 하단 - 권선 길이(mm)
L1은 L2 위에 감겨 있고, L4는 L5 위에 감겨 있습니다.
L1과 L4는 각각 L2와 L5 회전의 약 30%를 차지합니다.
사용된 리드 스위치는 길이 30mm, 직경 3.5mm였습니다. PEL-0.1 와이어를 300바퀴 감았습니다.
안테나가 일정하지 않은 경우 일정 커패시터 C31 및 C32를 가변 커패시터로 교체해야 합니다. 이 경우 트랜시버의 크기가 증가합니다. 모든 차단 커패시터는 SGM 유형이었습니다. 회로 및 천이 커패시터 유형 KT. 커패시터 C28, C29, C30 유형 MBM.

트랜시버 설계

트랜시버는 200 x 240 x 40 mm 크기의 양면 유리 섬유로 만들어진 섀시에 조립되었습니다. 부품의 공간적 위치는 다이어그램에서의 위치와 일치했습니다. 옥탈 시리즈 라디오 튜브의 소켓에 만들어진 탈착식 인덕터를 사용하면 범위를 빠르게 변경할 수 있습니다. 무선 요소의 설치는 힌지 방식을 사용하여 수행되었습니다.
C31, C32를 가변 커패시터로 교체하고 L6 램프의 양극 회로에 측정 장치를 설치하면 트랜시버의 크기가 커지지만 작업이 더 편리해집니다.

144MHz의 여우 사냥 수신기

잡지 "라디오" 1961/No.04

아마추어 장비에 6zh1b 램프를 사용하는 예

추신. 한번은 6zh4, 6k4 램프가 없을 때 철제 캡을 제거하고 중앙에 6zh1b를 납땜하고 램프를 원래 상태로 조립했습니다. 나는 장치가 기본 하드웨어보다 나쁘지 않게 작동했다고 확신합니다.

튜브 수신기 범위 1.45-3.8MHz

L.바바예프 UR5MSC